关于工业 24V 电源转换电路参考设计

news2024/11/15 22:29:24

一. 概述

在工业邻域的应用中，部分电路板输入电源为 24V，而电路板上 MCU 及外设等的供电多为 3.3V、5V 以及 12V，因此设计将 24V 降压转换为各种电压非常有必要。常用的电源转换芯片有 DCDC 及 LDO 等，了解选型依据及其电路设计对硬件应用有所帮助，本文将介绍部分 DCDC、LDO 电源转换芯片的原理图设计及选型依据，为 24V 供电电源转换电路设计提供参考。

二．电源防反接及防浪涌

在电源进入电压转换芯片之前，需要先进行一些防反接及防浪涌的保护措施，防止后级电路芯片损坏，如图 1 为电源防反接及防浪涌设计参考。

图1 电源输入

1. 电源输入加上 TVS 管做浪涌防护，TVS 管的选择依据为：VRWM（截止电压）> 电路中最高工作电压；VC（钳位电压） < 后级被保护电路最大可承受的瞬态安全电压。

2. 在输出电路上串联二极管、MOS 管，利用二极管的单向导电性与 MOS 管的导通特性可防止反向电压影响电路电源。以 PMOS BUK6Y33-60PX 防反接为例:

（1）当电源正常接入，也就是电源没有正负反接，此时电源正常对负载供电。假设拿掉 MOS 管 g 极的电阻 R1，此时 MOS 管将不导通，但 Vin 任然可以通过 MOS 管的体二极管对负载进行供电，供电电压等于输入电压减去体二极管的压降。

实际上 MOS 管的 g 极是有电阻 R1 的，MOS 管的 g 极通过电阻 R1 接到电源负极的 GND。在 MOS 管导通前，Vin 的电压依然通过 MOS 管体二极管串到 Vout（也就是 MOS 管 s 极的电压），此时 s 级电压升高，当 Vout 从 0 上升到足够高时，已经有足够大的 Vgs 电压将 MOS 管打开，此时 Vgs= Vg - Vs, 参考 PMOS BUK6Y33-60PX datasheet 可以知道 UG + 2V < US时 PMOS 导通。

图2 BUK6Y33-60PX 静态特征

（2）电源正负极反接时：由于 MOS 管 g 极电压为 24V，所以 Vgs 电压大于 0 ， MOS 管不导通，且体二极管也反向截止，电流不能形成回路，负载被保护。

（3）稳压二极管及 R1、R2 分压电路设计作用：由 BUK6Y33-60PX datasheet 可知 VGS 电压取值范围为 -20V~20V，由于电源输入为 24V 超过了最大值，为防止 PMOS 损坏，在 PMOS 处加上了分压及稳压。

图3 BUK6Y33-60PX 限值

三．SGM61412A DC-DC 原理图设计及计算

DC-DC 具有多种拓扑（降压、升压、降压-升压等）可输出大电流，适用于压差大，电流高的场合，但其设计复杂，输出波纹大。

图4 DC-DC

以常规 DC-DC 降压作为参考，不同应用根据实际情况进行计算。图 4 为 SGM61412A DC-DC 原理图参考设计，其将 24V 转换为 12V，电流输出达 1.2A。SGM61412A 计算公式及设计注意事项如下：

1. 分压电阻 R4,R7 选取：

Vout = Vfb * (R4/R7 +1)，Vfb 为反馈参考电压，依据手册中给出 SGM61412A 的反馈参考电压 Vfb = 0.83V。

计算可以得出分压电阻 R4、R7 比值，选取时要选择市面上常见的电阻值，精度至少要 1% 精度，此外这两个电阻可以尽可能取值大一些，以此可以降低模组的待机功耗。

2. 输入输出电容的选取：

输入电容：由于流过 DC-DC 芯片内部 MOSFE T开关管的电流 Isw 是不连续的，输入电容的作用是用来提供一个低阻抗的电流源来提供 MOSFET 电流，输入电容可以减少从输入端引出的浪涌电流和来自设备的开关噪声。

输出电容：输出电容器常用来降低输出电压纹波，保持输出直流电压。输出电容器的特性会影响稳压系统的稳定性。

取值参考 Datasheet：

图5 SGM61412A 典型应用电路

3. SGM61412A 电感选择与计算：

电感计算公式：L=Vout*(1-Vout/Vin）/［Fosc*∆IL *Iout)]。

Vout：输出电压；Vin：输入电压；Fosc：芯片工作的开关频率；

∆IL：输出电感上的纹波电流，一般为 20%~40% 。

由 SGM61412A 手册可知芯片开关频率 Fosc：1.2MHz，电感计算值为 13.89uH，此时选择标称电感 15uH。

额定电流计算值为：Iout=Vout*(1-Vout/Vin)/L/Fosc/30%=1.1A。

电感电流选取依据：Ipeak=Iout+Vout/（2*Fosc*L）*（1-Vout/Vin）。
即 Ipeak=Iout+30%*Iout/2=1.27A。

四. LDO 的选型及原理图设计

LDO 仅适用于降压转换，低压差的场合，设计简单，无开关噪声，波纹小，但其效率低，功耗大。LDO 常见应用是将 5V 转换为 3.3V，若是选择压差较大的 LDO 芯片，则需要考虑其功率损耗及其散热，重点选择 LDO 的封装，并且注意考虑 LDO Layout 时的布局。如图 6 为 SGM2212 LDO 将 12V 降为 5V 及 3.3V 的原理图。

图6 LDO SGM2212 原理图

选型依据：

1. 首先是 LDO 的输入、输出电压，往往参考手册上给的 LDO 的输入值往往是一个范围，输出是固定的数值。如 SGM2212-3.3 其输入范围为 2.7V~20V ，其输出为 3.3 V。

2. 关于压降 Dropout，即正常工作时输入与输出的差值，正常使用时需满足 Vin > Vout+Vout(dropout) 。确定压差是否合适，一定要查看规格书上，对应最大电流的最小压差要求。

3. 关于额定输出电流，先确认最大负载电流值，所选择的 LDO 标称输出电流应为负载电流的 1.5 倍。

4. 关于功耗(PD)，以 SGM2212 为例：
SGM2212 的功耗 PD 可由公式 PD = (VIN – VOUT)* lOUT 计算。由于电路为 12V 转 5V，12V 转 3.3V，输入输出压差较大，因此功耗较高，LDO 最大允许功耗应尽可能大。

SGM2212 的最大允许功耗 (PD(MAX)) 受许多因素的影响，包括结温与环境温度之差 (TJ(MAX) -TA)、结到环境的封装热阻 (θJA)、环境气流速率和 PCB 布局。

PD（MAX）可近似为: PD（MAX） = （TJ（MAX）-TA）/θJA。由 datasheet 可知道 SGM2212 结温为 150 oC，选择越小的封装热阻，其最大允许功耗越大，因此选择 TO-263-3 封装的 LDO。