说在开头：关于互补原理

玻尔在挪威滑雪之余好好的思考了波粒问题，并逐渐完善了这个新想法；当他看到海森堡的论文时，自然而然地用这种想法去印证整个结论。他问海森堡：这种不确定性是从粒子的本性而来，还是从波的本性导出来的？海森堡一愣：当然是粒子啦。玻尔严肃的说，很大程度上不确定性不单单出自不连续的粒子性，而且还出自波动性。海森堡一口拒绝，他对波动性深恶痛绝，要接受波动性那可是相当地不容易。玻尔有点不耐烦，明确地对海森堡说：你的显微镜实验是不对的。这终于又将海森堡给气哭了，两人大吵了一架。两人从物理问题出发，后来几乎变成了私人误会，以致海森堡不得不把写给大师兄泡利的信要回去以此来澄清。最后泡利又亲自跑去丹麦，才平息了这次事件。

经过了这次风波，海森堡终于意识到了：不确定性确实是建立在波和粒子的双重基础上的。它其实是电子在波和粒子间的一种摇摆：对于电子“波”的属性了解得越多，关于“粒子”的属性就了解得越少。海森堡最后终于接受了玻尔的批评，给他的论文加了一个附注：声明不确定性其实同时建筑在连续性和不连续性两者之上，并感谢玻尔指出了这一点。玻尔也大有收获，他发现不确定性原理的普遍意义原来比他想象得还要大，这个原理是量子论中核心的基石之一。在写给爱因斯坦的信中，玻尔称赞了海森堡的理论，复活节后双方各退一步，局面终于海阔天空，海森堡写给泡利的信中又恢复了良好地心情。现在哥本哈根派又团结得像一块坚石了，他们很快就要共同面对更强大的挑战。

电子既是粒子，同时又是波！因为玻尔就是这么想的，毫无疑问，一个电子必须由粒子和波两种角度做出诠释，任何单方面的描述都是不完全的。只有粒子和波两种概念有机结合起来，电子才能成为一个有血有肉的电子。但这还是令人难以想象：难道电子像一个幽灵，在粒子的周围同时散发出一种奇怪的波，使得它本身成为这两种状态的叠加？谁看见了啊？

“不，你还是理解错了”波尔摇摇头，“任何时候我们观察电子，它当然只能表现出一种属性，要么是粒子，要么是波；但是作为电子这个整体概念来说，它却表现出一种波粒的二象性；它可以展现出粒子的一面，也可以展现出波的一面，这完全取决于我们如何去观察它”。我们想看到一个粒子，那就把它射到屏幕上变成一个小点；要是想看到一个波？那也行，通过双缝组成干涉图案。

那它的真身到底是啥呢？“你看，这就是你和我的分歧所在了”玻尔意味深长地说，“电子的“真身”，或则“本来面目”都是毫无意义的，对于我们来说，唯一知道的只是每次我们看到的电子是什么。我们一会看到电子呈现出粒子性，一会又看到它呈现出波动性，所以我们当然认为它是粒子和波的混合体。我一点都不关心电子“本来”是什么，我只关心我们能够“观测”到的大自然是什么。这里的关键是我们“如何”去观测它，而不是它“究竟”是什么！”

艾玛，这段话真tm深奥啊，假如有一匹红色的马，有人问：这匹马什么颜色？你当然说是：红色的。但是你身边有个人是色盲，他就会争辩：不对，是灰色的。大家指的是同一匹马，它怎么可能既是红色又是灰色的呢？你可能会说，那个人在感觉颜色上有缺陷，他说的不是马本来的颜色。但是你又怎么知道你看到的一定是马本来的颜色呢？假如世界上有一半的人是色盲，由谁来分辨哪一半说的是“真相”？就算不是色盲，如果我戴上变色眼镜，那么刚刚红色的马变成灰色了呢？因为你改变了观察方式。那么到底哪种是真实的？我们在量子理论的第一篇讲了何为实在（其实是霍金讲的），这个东西就是没有真实的唯一。（已经上升到了哲学意义）

电子也是一样，是粒子还是波？那要看你怎么观察它，如果采用康普顿效应的观察方式，那么它无疑是个粒子；要是用双缝来观察，那么它无疑是个波。那它本来是粒子还是波呢？只能说，根本就没什么“本来”。这就是玻尔的“互补原理”：波和粒子在同一时刻是互斥的，但它们却在一个更高的层次上统一在一起，作为电子的两面纳入一个整体的概念中。

互补原理连同玻恩的“概率解释”，海森堡的“不确定性”，三者共同构成了量子论“根本哈根解释”的核心，至今仍然深刻地影响着我们对于整个宇宙的终极认识。“第三次波粒之争”便以戏剧化的方式收场，而量子世界的这种奇妙结合，就是大名鼎鼎的“波粒二象性”。（参考自：曹天元-上帝掷骰子吗）

一，拓扑的改进

我们在开关电源第一章：《电源变换器基础》中讲到了，对于开关电源来说：效率是生命，小型化是不可逆转的趋势。所以，我们不断的提升开关频率以减小开关电源体积，尽管开关频率的提升带来了一大堆的坏处：EMI增大，损耗增加等等。同样，我们如何改进开关电源拓扑，以提升开关电源效率，是一个重要的事情。

1，同步降压拓扑

我们在《基本开关电源拓扑》中所分析的降压拓扑（BUCK）如下图所示，用到了MOS管、电感器和二极管。这个二极管（如下图红框内）是续流二极管或钳位二极管，其正向压降较大、反向功耗大（具体参考：《从PN结到二极管基础》相关章节），就算采用了肖特基二极管（具体请参考：《肖特基二极管》相关章节）也是如此。

肖特基二极管正向压降与电流的关系相对固定：一般电流减少10倍，压降减半；如果采用MOS管，它的正向压降几乎与电流成正比：电流减少10倍，压降也减少10倍（MOS管是单载流子，其导通后的V-I特性（电阻RDS）是同金属导体一样的线性关系，而非半导体。具体参考：《MOS管结构和原理》相关章节）。所以在系统轻载时，二极管相对损耗更大（电源效率更低），而且在输入高压、输出低压时（Toff=T*(1-Vo/Vin)）续流二极管的导通时间又占了开关周期的绝大部分。而现在MOS管完全导通电阻RDS小至几mΩ，相比于二极管的压降 > 0.5V，只考虑正向导通功耗的情况下（二极管还有反向恢复功耗），MOS管损耗远小于二极管。所以是否可以将二极管替换成MOS管呢？

我们知道二极管是不可控开关，只有两个管脚（P,N）；而MOS管是可控开关，有3个管脚（G,S,D）；所以它们在拓扑中是不可以直接互换的，但是只要对MOS管的导通关断进行适当的驱动，是可以完全替代二极管的作用，即MOS管导通/关断时间与被替代的续流二极管导通/关断时间完全相同；其中一种非常简单有效的MOS管驱动方式就是同步驱动方式。

至此在BUCK拓扑开关电源中有了两个MOS管，为了区分两个MOS管的不同位置和作用，称为：上管（高端）和下管（低端）。如下图所示为不同负载程度下，同步BUCK拓扑与非同步（传统）BUCK拓扑对比：

1. 重载时：同步和异步BUCK拓扑都工作在连续导通模式（CCM），两者的工作波形（电感电流）没有本质的差别，如下图重载模式所示，不过根据上面的分析，我们知道同步BUCK拓扑的效率应该会更高；我们看到在重载时，电流方向是固定的：

1, 上管导通时：Vin->Vo（电流增大，能量从Vin转化为电感器磁能以及传输给负载）；

2, 下管/续流二极管导通时：GND->Vo（电流减小，能量从电感器的磁能转化为电能传输给负载）。

——能量一直是向Vo的方向传输（具体工作原理，请参考：《基本开关电源拓扑》）。

2. 轻载时：如下图所示，非同步拓扑工作在断续导通模式（DCM），而同步拓扑依然工作在连续导通模式（CCM），而且同步拓扑中的电感电流不会被截止，这主要是因为下管开启阶段MOS管允许反向电流通过，所以根据伏秒公式：ΔV*Δt = L*ΔI，电流必然会反向流向GND和Vin。

——轻载时（IL<ΔI/2），同步BUCK拓扑进入如下图C和D区域（反向电流），此时BUCK拓扑电流流向：

下管导通时：Vo->GND（电流增加，能量从Vo转化为电感器磁能）；
上管导通时：Vo->Vin（电流减小，能量从电感器磁能转化为电能给Vin充电）。

——我们看到轻载时的C/D阶段，能量方向是从Vo(低压)->Vin(高压)，而且对照电流流向，这是一个妥妥的升压（BOOST）拓扑；BUCK和BOOST拓扑是互为镜像关系！

1.1死区时间

我们之前在介绍推挽/半桥/全桥拓扑时，已经有说到过死区时间的问题：两个MOS管同时导通（导通时间有交叠），Vin电源直接经过上管和下管打通到GND，将产生非常大的浪涌电流，非常可能烧坏MOS管。事实上，由于开关电源芯片和MOS管的个体差异，打开上管和下管的时间也会有差异，就算同时打开上管和下管，也会存在导通时间交叠的情况。

——10多年前的开关电源芯片对于“死区时间”的设计属于比较初级的阶段，我和徒弟俩设计了一块X86服务器板，调试时“死了”好几块，仔细看单板发现有一块电源区域的铜皮颜色发红、发黑，最后定位出来是：开关电源的“死区时间”设计不够，上管和下管有ns级别时间直通，导致过热烧坏。

所以如上图所示，会在一个MOS管关断之后和另外一个MOS管导通之前，会故意引入一段上下管都关断的时间，称之为：死区时间。这个最小“死区时间”要求跟MOS管（寄生电容），开关电源驱动器件，PCB布局/走线，温度变化，器件个体差异等都相关，不能一概而论。有些同学可能会有疑问：上管和下管这段时间关断了，不能给电感器提供电流回路，但是电感器又有电流需求（电感电流不能突变），不是会导致大电压尖峰的么？

如果此事发生的话，胖友们就会看到神奇的一幕：同步拓扑开关电源的电感器附近一直火光四溅，还有一阵阵的爆裂声。这种场景对于我来说太过于恐怖，给单板上个电都会让我感觉到生不如死。幸好这事并没有发生，而且相信很多接触过同步开关电源原理的同学都已经知道了：在“死区时间”阶段，MOS管的体二极管提供了电感器的续流（关于MOS管这部分原理，有兴趣的同学可以回顾：《MOS管结构和原理》相关内容）。但并不是说“死区时间”可以随意设置，因为此时通过MOS管体二极管导通，其损耗相比MOS管正常导通要大的多。

我们对开关电源的首要目标是：提升电源转换效率；那“死区时间”该怎么设计的呢？

1. 第一代——固定延时：最早开关电源的同步控制上管和下管驱动信号之间的延时是固定的；这种方法简单、方便，但是其设定的延时必须能够容纳各种不同的差异因素（不同MOS管，PCB走线长度，温度变化等等），还经常需要进行补偿，使其值更大；所以这个值是要保证最差情况下的最大“死区时间”，必然会导致较大的损耗，从而影响开关电源效率；

2. 第二代——自适应延时：下管MOS管的G极电压作为导通上管MOS管的监视电压，当电压低于一定阈值时便假定下管已经关断（可能会有ns级别的延时），此时驱动上管MOS管G极电压变高；将“实时”开关节点电压（电感器与两个开关管之间的交接点）稍作调整，作为导通下管MOS管的监控电压，因为在上管关断后开关节点电压开始下降。但电压下降率与实际应用强相关，所以难以评估其下降速率；因此允许对于不同MOS管与实际应用进行一定大小的延时调节；其目的是：在避免上下管交叠导通的同时，尽量减小“死区时间”，从而减少下管MOS管体二极管的导通损耗；

3. 第三代——门极驱动预检测技术：门极驱动预检测技术采集并锁存前一开关周期的信息，以预测下一周期所需的最小延时时间，这是基于下一周期所需延时时间与上一周期相差不大的假设下。

1.2 C*(dV/dt)导致的MOS管异常问题

我们在《MOS管结构和原理》中已经具体分析过，MOS管的开启过程是对Cgs和Cgd的充电过程（包括米勒平台，关断过程则是开启的反过程），所以要使MOS管从断开状态变为导通状态需要对Cg进行充电，根据电容公式：I = C*dV/dt；为了避免上管和下管交叠导通，必须要求MOS管G极在短时间内电压上升/下降（dV）到设置电压，所以要求驱动MOS管的G极电流很大（>1A），但G极大电流可能会导致PCB走线的寄生电感L与MOS管寄生电容Cg共同作用下产生LC振荡，可能导致MOS管误导通/关断（具体原理分析参考：《反射与阻抗匹配》章节相关内容）。所以在MOS管驱动信号线上预留串阻（0Ω/0805），用于增加阻尼系数，减小振荡。

另外，当上管MOS管导通瞬间，交换节点电压瞬间从0V上升为Vin，此时在下管MOS管的D极上会产生高dV/dt，有非常大的电流从Vin输入到下管MOS管D极电容Cgd，可能在下管MOS管的G极产生大浪涌电压，足以引起下管MOS管的瞬时导通（或半导通状态），从而产生上管与下管意外的交叠导通，使得开关电源转换效率降低。为了避免这种情况，可以考虑如下措施：

1. 减缓上管MOS管导通转换过程，减少冲击电流；即，减缓上管MOS管开启时间；

2. 选择Cgd较小或则Cgs较大的下管MOS管；

——Cgd较小则浪涌电压较小，Cgs较大则浪涌电压可以直接泄放到GND。

3. 下管MOS管驱动电路布局/布线良好，确保下管MOS管驱动电压稳定。

——电源控制器与下管MOS管靠近布局，驱动信号线走线粗而短等。

1.3 体二极管

在开关电源在“死区时间”发生时，首先电感器和MOS管交接点的寄生电容（pF级）提供了几ns的续流电流，然后下管MOS管的体二极管打开并继续提供了电感的续流。

我们知道所有的MOS管“天然”就寄生了一个“二极管”（是个副产品），称为体二极管，这是由MOS管的结构所决定（具体参考：《MOS管结构和原理》相关章节）；而且体二极管是有方向的，我们必须保证体二极管的方向与原续流二极管的方向保持一致。如下图所示NMOS的体二极管方向是S->D，那么我们在连接下管时，必须D极接电感器，S极接GND，保证开关电源正常工作。

其实我们可以看到，从原理来说BUCK开关电源拓扑必须要有一个“二极管”，否则在“死区时间”里将发生非常严重的问题（手拿菜刀砍电线，一路火花带闪电），只是MOS管内部刚好集成了一个体二极管，解决了“死区时间”带来的问题。

那么，MOS管的体二极管是否可以满足设计需求？是否需要额外并联一个肖特基/快恢复二极管？

1. 一般大家在选择使用MOS管时，很容易忽略其体二极管的相关参数，如下图所示。那如果我们选择用在开关电源的下管MOS管，就需要关注如下参数：最大通流能力，正向导通压降，反向恢复电量（同反向恢复时间以及恢复损耗相关）；

——这些参数重则导致MOS管烧毁，轻则影响开关电源转换效率。

2. MOS管的体二极管只是在制造MOS管时的一个附属品，并不会为优化“体二极管”进行专门设计，所以其正向导通压降普遍较高，反向恢复时间过长（导致“死区时间”增加）等等；如果对体二极管的参数不满意，是否能外接一个二极管与下管MOS管并联呢？外接的二极管压降更低、反向恢复时间更小，将体二极管旁路掉，就能避免这两个问题。

——二极管反向恢复时间：二极管加了反向电压后并不会立即反向截止，而是还会处于导通状态；（具体过程原理及计算参考：《从PN结到二极管基础》相关内容）

1, 在下管MOS管器件边上并联一个肖特基二极管，其实际测试效果并不理想，因为在ns级别的响应速率下，对走线电感要求非常高（原理参考：《从电感、电容到理想传输线》），无法按照预期从体二极管转移到肖特基二极管；

2, 将肖特基二极管集成到MOS管中，在一个芯片内以减小电感，有半导体制造商实测满载效率提升了约10%。

——现在一些电源控制器推荐使用上下管是集成一体的MOS管，甚至上管和下管集成在电源控制器内部，大大减少了不确定性，电源控制器可以有效减少“死区时间”，提高开关电源效率。

2，同步升压拓扑

如下左图所示，我们其实在同步降压拓扑中得到了同步升压拓扑，在同步降压拓扑的轻载同步模式中：电感电流反向时，即电流从Vo流出到Vin时的电流流向（与同步降压拓扑相互镜像）。如下右图所示，电感电流在0以上（A,B）时，得到的是同步降压拓扑，而当电感电流下降至0以下时（C,D），将得到同步升压拓扑。然而该拓扑结构最终是称为：降压还是升压拓扑呢？这取决于平均电感电流为正还是负（即，平均电感电流是从低压流向高压，还是高压流向低压），如果电感电流继续下降完全至0以下，那么将得到传统运行的升压拓扑。但对于降压同步拓扑，虽然电感电流有正有负，但其平均电感电流是0以上，保证了其本质上是降压拓扑；相反对于同步升压拓扑来说，其平均电感电流必须是0以下的。

——如上的分析完全基于电感电流的流向进行，不要去考虑输出Vo为什么能够提供电能的问题；如果一定要这么思考，那么将下左图的Vo和Vin位置交换但电源电平不交换；举个栗子，原来Vin：12V，Vo：5V，现在将Vin和Vo的位置交换变成Vin：5V，Vo：12V，这样电源流向变成：从右到左，从低压到高压，是一个升压拓扑电路。