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一、模拟输入信号的保护电路问题

四种模拟输入信号的保护电路的实现方法。

近由于工作的需要，涉及到了模拟输入信号的保护电路问题。结合以往的工作实践以及网络文献资料的查找。现在就保护电路作一简单的说明。

电源钳位保护

上述电路存在可靠性的问题。如果输入电压过高，比如超过了运放的工作电压。那么就有可能造成运放的损坏。所以将上述的电路需要改进。

TVS管保护方法

这个电路有效的改变了输入电压过高的情况下，也不会损坏运放。从而提高了硬件电路的可靠性。

但是上面的两个电路都存在漏电流很大的问题。这对于输入阻抗很高的比如1M 甚至100M 的信号来讲是完全不允许的。

三极管保护方法

该电路也没有很好的解决漏电流的问题。但是提供了一种解决问题的思路。

JFET保护方法

上面的电路能够很好的解决漏电流问题，从而提高调理电路的输入阻抗。同时还能够有效地保护运放，不被损坏。

该电路能够满足输入阻抗达到 500M 欧姆。

该电路能够满足输入电压达到 220VAC 不损坏电路。

二、电源防反接电路，基于二极管、MOS管

二极管串联

以常用的5V/2A为例。常用二极管串联在电路中，在电源反接时，二极管承担所有的电压，有效防止电源反接损坏后级设备。但是，二极管上压降较大，损耗较高。使用肖特基二极管可以减小损耗，但是仍对电路有较大影响，特别是在电源电压更低的情况下。

反并二极管+保险丝

使用反并二极管+保险丝，正常运行时基本没有损耗。在电源反接时，电源侧接近短路，保险丝熔断，从而实现保护。反接发生后，二极管和保险丝一般都需要更换。并且，输入反接时产生一个负压，后级设备还是有可能损坏。

PMOS防反接电路

基本电路

基本的PMOS防反接电路，利用PMOS的寄生二极管：

电源正接，寄生二极管导通，S极电压升高，V G S ≈ − V i n ，从而PMOS开启，一般导通电阻在数十mΩ，导通损耗远低于二极管。

电源反接，寄生二极管截止，V G S = 0 V，PMOS关断，后级设备电压为0。

添加稳压管

如果使用PMOS的Vgs耐压低于电源电压，可以使用稳压管限制Vgs。或者在输入电压基本不变的情况下，也可以使用电阻分压。

注意

1、PMOS需要选择合适的Vds、Vgs耐压，选择低Rds的型号可以减小损耗；

2、注意PMOS上的功耗和散热；

3、因为PMOS开启后电流可双向流动，这个电路的负载不能是电池等电压源。否则，如下右图，因为负载电池有5V电压，V G S = − 5 V V_{GS}=-5V，实际上PMOS还是开启了，输入反接还是会导致过流。

三、单片机硬件电路的设计方案和心得

减少后级电源对前级的影响，防止电源正负接反烧坏后级电路，防止电源关电时电流倒灌，但经过二极管有0.4V左右压降，需要考虑经过0.4V降压后会不会低于后级电路的正常工作电压。

1、按键电路

R1上拉电阻：

将不确定的信号通过一个电阻钳位在高电平，维持在不被触发的状态或是触发后回到原状态。(个人建议加上)

C1电容：

减小按键抖动及高频信号干扰。(个人建议加上)

R2限流电阻：

保护IO口，防止过流过高电压烧坏IO口，对静电或者一些高压脉冲有吸收作用。(个人建议加上)

R2的取值100欧~10k不等，如果有设置内部上拉，该值不能太大，否则电流不足以拉低IO口。

D1 ESD二极管：

静电保护二极管，防止静电干扰或者损坏IO口。(这个根据PCB的成本及防护级别要求来决定添加与否)

2、外接信号输入

R3上拉电阻：

将不确定的信号通过一个电阻钳位在高电平，维持在不被触发的状态或是触发后回到原状态。(如果外接的连接线比较长，芯片内部上拉能力比较弱，则建议加上。平时通信距离不长，有内部上拉则可以省略)

C2电容：

防止高频信号干扰。(注意，如果输入频率信号比较大,C2容值要对应减少，或者直接省略C2)

R4限流电阻：

保护IO口，防止过流过高电压烧坏IO口，对静电或者一些高压脉冲有吸收作用。(个人建议加上)

D2 ESD二极管：

静电保护二极管，防止静电干扰或者损坏IO口。(这个根据PCB的成本及防护级别要求来决定添加与否)

3、输出电路继电器

U1光耦：

分离高低压，防止高压干扰，实现电气隔离。

D5 1N4148：

续流二极管，保护元件不被感应电压击du穿或烧坏，以并联的方式接到产生感应电动势的元件两端，并与其形成回路，使其产生的高电动势在回路以续电流方式消耗，从而起到保护电路中的元件不被损坏的作用。

4、达林顿晶体管

达林顿晶体管，小伙伴们一般常用于步进电机驱动，其实可以用于电机调速，大功率开关电路，驱动继电器，驱动功率比较大的LED光源，利用PWM来调节亮度哦。

R6、R7、R8电阻：

用于限流，防止ULN2001损坏，导致高压直接输入到MCU的IO。（由于ULN2001D本身自带2.7K电阻，这里的R6、R7、R8可以省略；如果某些驱动芯片没带电阻最好自己加上，具体情况可以查看选用芯片的数据手册作决定）

COM端接电源：

当输出端接感性负载的时候，负载不需要加续流二极管，芯片内部设计有二极管，只需 COM口接负载电源即可，当接其他负载时，COM口可以不接。

在使用阻容降压电路为 ULN2001D 供电时，由于阻容降压电压无法阻止电网上的瞬态高压波动，必须在 ULN2001D 的 COM 端与地端就近接一个 104 电容，其余应用场合下，该电容可以不添加。

5、运算放大器

利用运放巧妙采集负载的当前电流，可以准确知道当前负载运行情况，有没有正常工作，非常好用。

GND2是负载的地端，通过R16电阻(根据负载电流的大小R16要选功率大一点的)接公共地，会有微小的电压差。

该电路是同相比例运算电路，所以采样端的电压=输入端电压*(1+R9/R11)=69倍的输入电压。大家可以根据测量范围修改R9调节放大倍数。

6、MOS管

控制电源输出通断：

7、输入电源

如果电路成本比较紧张，可根据需要适当删减元件。

F1自恢复保险丝：

过流保护，可根据实际负载电流调整阀值大小。

D10 肖基特二极管：

TVS管：

输入电压过高保护，一般取正常输入电压的1.4倍。

四、判断三极管处于饱和状态的几种方法

三极管电路我们经常会用，一般来讲，三极管电路有两种基本类型：放大电路和开关电路。对于放大电路，三极管基本是处于放大区，对于开关电路，三极管基本处于饱和区和截止区之间。本文主要讲述如何判断放大电路中三极管处于饱和区还是放大区？

图 1 仿真电路图

饱和电流法

如上图 1 所示是一个基本的基极偏置电路，我们假设理想情况下它工作在饱和区，则三极管Vce=0，此时三极管集电极饱和电流Ic(sat)=10V/1k=10mA

通过查看三极管SST3904的芯片手册我们知道，三极管在集电极电流为10mA时的放大倍数为200左右，假设放大倍数200，则此时三极管工作在集电极的饱和区的最小基极电流为Ib=10mA/200=0.05mA=50uA

图 2 三极管SST3904的放大倍数

上述图 1 电路在理想情况下的基极电流是(3.3-0.7)V/1k=2.6mA，可以看到仿真值为2.54mA，基本一致。远远大于三极管处于饱和状态需要的最小理论基级电流值50uA，因此，此电路中的三极管处于饱和状态。

图 3 基极电流值

集电极电压法

接着上面的描述，基极电流为2.6mA，此时放大倍数200，则集电极电流Ic=500mA，Vce=10V-1k*0.5A<0，Vce不可能是负数，不存在。因此三极管肯定是工作在饱和区。

五、室外宽带Wi-Fi应用起飞 GNSS定位扮演关键

室外带宽Wi-Fi的应用起飞，顺势也带来了庞大的市场机会，同时也面临了全球导航卫星系统（GNSS）定位新需求。由于Wi-Fi 6E的问世，增加了6GHz的频段，使得数据传输速度大幅提升。目前已经有不少相关的室内AP路由器产品上市，至于室外的应用也预计会迅速普及，相关应用场域包括了市民中心、校园网络、体育场，以及其他户外运动设施等，特别是宽带服务的供货商，包括有线电视运营商和无线网络服务供货商等。

然而最大的问题在于，6GHz这个频段与现行5G通讯的频段相互重迭，因此很容易造成互相干扰的问题。美国联邦通信委员会（FCC）为了解决这个问题，规范了6GHz的AP路由器必须具备自动频率协调（Automated Frequency Coordination；AFC）功能，而Wi-Fi联盟也对此提出了对应的规格需求书，其中室外用的AP路由器需要提供可靠的定位信息，来作为完成AFC功能的依据。由于这样的需求，使得定位能力成为室外宽带Wi-Fi必须具备的功能。

Wi-Fi 6E的室外宽带应用

FCC对Wi-Fi在6GHz频段的规定，允许了室内低功耗设备在全6GHz频段下运行，至于室外所谓的标准功率设备，必须在AFC功能的应用下才被允许，并且仅在U-NII-5和U-NII-7等频段内。一旦设备欲以标准功率来运作，就必须透过AFC数据库来查询并认可。AFC标准可确保6GHz的Wi-Fi标准功率运作过程不会干扰6GHz频段的现有5G讯号使用，例如使用该频段进行点对点连结的公用事业与相关企业。

事实上，室外6GHz宽带Wi-Fi对许多人来说，都是一个巨大的商机。u-blox业务开发经理陈晓誾指出，Wi-Fi 6E可以在6GHz的频段中，运用多达14个额外的80MHz频道，或7个额外的超宽160MHz频道，来支持高清视频传送、虚拟现实等应用。透过这些更宽的频道和更大的容量，即使在非常密集和拥挤的环境中，例如体育场、大型商场或其他公共场所等，Wi-Fi 6E的设备也能够提供更高的网络性能，并同时支持更多的Wi-Fi用户。

Wi-Fi 6E可以带来更大的技术进步，因此可以导入许多新兴应用，例如云端运算（cloud computing）或者AR/VR等。只不过室外6GHz宽带Wi-Fi的出现，似乎也与现有的通讯频段产生了干扰与其他问题，特别是5G频段由于与Wi-Fi 6E的6GHz频段重迭，因此干扰问题更为严重。

目前Wi-Fi Alliance主导制定规范和测试计划，确保标准功率（Standard Power）的Wi-Fi设备在6GHz的频谱中可以顺利运行，并避免对现有的设备产生干扰。为了支持这一点，FCC制定了针对自动频率协调（AFC）系统的法规，来避免与现有的授权频段产生相互干扰的问题。（值得注意的是，对于仅限室内使用的低功耗Low Power Wi-Fi设备，则不受AFC法规的限制。因为FCC认为，结合低功率和强制性室内使用，已经足以为6GHz频段的现有设备提供保护。）

透过GNSS定位并回报位置，是标准功率Wi-Fi设备为了符合AFC规范的最主要解决方案。然而，由于这是全新的规范，因此许多Wi-Fi AP客户初期对于GNSS的设计及测试并不熟悉。此外，有些客户的标准功率设备，可能也会用于室内环境。因此GNSS接收卫星讯号的灵敏度（采用L1 vs. L1+L5）、GNSS天线的设计（采用L1+L5频段的天线需要更大面积且成本更昂贵）、如何在价格与规格之间取得平衡，以至于是否必须纳入消费者将Wi-Fi AP布建在室内的哪个位置的种种不同考虑，都成为Wi-Fi产品在开发过程中所面临到的课题。

GNSS解决方案优势

u-blox是专业的GNSS解决方案提供商，产品皆采用自主研发的芯片，并具备完整的产品家族，其中包含了系统级封装（SIP）模块产品，不仅尺寸更小，也提供了价格上的优势。针对现阶段Wi-Fi 6E以及未来的Wi-Fi 7标准功率设备，u-blox也推出了第十代的MIA系列，其尺寸仅有4.5mm x 4.5mm，且内建SAW、LNA，可同时支持GPS、GLONASS、Galileo以及北斗等主要卫星系统。目前MIA-M10可援单一频段L1，MIA-F10则可支持L1+L5双频段。

MIA-M10是以超低功耗u-blox M10 GNSS平台为基础，其节能特性很适用于尺寸受限的电池供电资产追踪装置。MIA-M10可同步接收四个GNSS卫星讯号，来达到最大的卫星讯号可用性。另外也支持u-blox AssistNow辅助GNSS服务，这是透过因特网提供轨道数据的一种服务，可缩短MIA-M10在启动时确定其初始位置的时间，因此能够立即追踪卫星，无需等待缓慢的卫星数据下载才能完成。针对需要超长电源续航性的应用，则可透过u-blox的CloudLocate服务，利用把耗电的定位运算转移到云端，来延长IoT装置的使用寿命。

这款仅芯片大小、且实时可用的GNSS模块不需要任何的外部组件，不仅减少了工程和测试工作，还可节省成本和资源，加速上市时程。结合其射频灵敏度，这款GNSS模块可为具备小型天线的设备，以及在微弱卫星讯号环境中运作的装置（例如大楼林立的都会区），提供更精确的定位效能。在应用方面，包括Wi-Fi 6E的室外宽带设备，以及人员、宠物和牲畜追?器，还有工业传感器和消费性商品等，都是这款产品非常适用的领域。