‌‌开关电源定义

开关电源（Switch Mode Power Supply，简称‌SMPS）是一种高频化电能转换装置，利用现代电力电子技术，通过‌脉冲宽度调制（‌PWM）等方法，将一个位准的电压转换为用户所需的电压或电流。开关电源的输入多为‌交流电源（如市电）或‌直流电源，输出多为直流电源，适用于各种电子设备。

开关电源分类

开关电源的分类‌可以根据不同的标准进行划分，主要包括以下几种：‌
‌按工作原理分类‌：

• AC/DC开关电源：这类电源从交流电网取得能量，经过高压整流滤波得到一个直流高压，再由DC/DC变换器在输出端获得一个或几个稳定的直流电压，适用于不同功率需求，从几瓦到几千瓦。
• LED开关电源：主要用于LED照明设备，具有高频化、小型化、轻便化等特点，适用于高新技术领域。

‌按是否隔离分类‌：

• 隔离式开关电源：通过变压器实现输入与输出之间的电气隔离，适用于对安全要求较高的场合。
• 非隔离式开关电源：没有电气隔离，结构简单，成本较低，但安全性较低。

‌按电路结构分类‌：

• 单管DC/DC转换器：包括正激式、反激式等，适用于小功率应用。
• 双管DC/DC转换器：如双管正激式、双管反激式、推挽式、半桥式等，适用于中等功率应用。
• 四管DC/DC转换器：全桥DC/DC转换器，适用于大功率应用。

‌按调制方式分类‌：

• 脉冲宽度调制（PWM）‌：这是最常见的调制方式，通过改变开关信号的脉冲宽度来控制输出电压。PWM允许在固定的工作频率下调整占空比，从而控制能量的传输‌
• 脉冲频率调制（PFM）‌：通过改变开关信号的频率来控制输出电压，通常在轻载条件下使用以提高效率。PFM调制的开关频率会随负载变化而变化‌
• 混合调制‌：结合了PWM和PFM的优点，可以在不同的负载条件下自动切换。在轻载时使用PFM以减少开关损耗，在重载时使用PWM以提供更好的电压稳定性‌
• 相位调制‌：通过改变开关信号的相位关系来控制输出电压。这种调制方式常用于多相电源设计，可以降低输出电流的纹波和提高电源的动态响应‌
• 时间比例控制（TPC）‌：这是一种基于时间的调制方式，通过调整开关元件的开关时间来控制输出电压。TPC通常与PWM或PFM结合使用，以提供更精细的控制‌
• 电流模式控制‌：通过监测开关元件的电流变化来实现调制。这种方式可以提供快速的瞬态响应和良好的负载调整率‌
• 电压模式控制‌：通过监测输出电压来调整开关元件的工作状态。与电流模式控制相比，电压模式控制的设计和实现相对简单‌

‌按功率分类‌：

• 单管单边型：主要用于小功率电路，如手机充电器、机顶盒电源等。
• 双管半桥型：适用于中等功率电器，如电脑主机电源、电瓶充电器等。
• 四管全桥型：主要用于大功率电器，如电焊机、通讯电源等。

按拓扑结构：
所谓电路拓扑就是功率器件和电磁元件在电路中的连接方式，而磁性元件设计、闭环补偿电路设计及其他所有电路元件设计都取决于拓扑，常见拓扑大约有14种

• Buck降压‌：将输入电压降低，输出电压总是小于或等于输入电压，输入电流不连续，输出电流平滑
• Boost升压‌：将输入电压升高，输出电压总是大于或等于输入电压，输入电流平滑，输出电流不连续。
• Buck-Boost降压-升压‌：结合了降压和升压电路的特点，输入和输出电流不连续。
• Flyback反激‌：输出电压可以大于或小于输入电压，适用于隔离应用，输入和输出电流不连续。
• Forward正激‌：采用变压器耦合，输出电流平滑，适用于多输出应用。
• Two-Transistor Forward双晶体管正激‌：两个开关同时工作，适用于高效率应用。
• Push-Pull推挽‌：全波拓扑结构，适用于高效率应用。
• Half Bridge半桥‌：适用于高电压应用，具有良好的变压器磁芯利用率。
• Full Bridge全桥‌：适用于高电压应用，初级电流较低。
• SEPIC‌：具有升降压功能，适用于宽范围输入电压。
• Cuk‌：具有快速响应和低纹波特性。

‌单管DC/DC和、双管DC/DC和四管DC/DC的主要区别

区别在于它们使用的开关管数量不同。‌ 单管DC/DC转换器使用一个开关管，而双管DC/DC转换器使用两个开关管。

单管DC/DC转换器的工作原理是利用一个开关管进行高频开关动作，通常包含一个有源功率器件。通过控制开关管的导通和截止来储存和释放能量。这种转换器通常结构简单，成本较低，适用于一些功率要求不是特别高的场合。然而，单管DC/DC转换器在高压输入时可能需要更高的耐压器件，且占空比有一定限制‌。

双管DC/DC转换器则使用两个开关管，包含两个有源功率器件，通常用于需要更高功率输出的应用场景。用于高压输入、低压输出的场合。它的优点包括：两个开关管同时导通，每个开关管承受的电压较低，避免了漏感尖峰问题；输出功率更高，适用于更高功率的应用场景。双管DC/DC转换器还具有更好的安全性和稳定性，因为两个开关管在桥的对角线上，正常工作时同时开通和关断，没有直通危险‌

四管DC/DC变换器则包含四个有源功率器件，通常用于高功率输出的应用，如全桥DC/DC变换器。这种类型的变换器在高压、大电流的应用中表现出色，能够提供稳定的输出电压和电流‌

正激和反激

正激和反激是两种不同的开关电源技术，正激式开关电源是指使用正激高频变压器隔离耦合能量的开关电源，与之对应的有反激式开关电源。

正激式开关电源：
正激式开关电源中结构比较复杂，但输出功率很高，适用于100W－300W的开关电源，一般用在低压，大电流的开关电源，应用比较广泛。

如下图所示，对于正激式开关电源具体是指当开关管接通时，输出变压器充当介质直接耦合磁场能量，电能与磁能相互转化，使输入输出同时进行。在日常应用中也存在不足：如需要增加反电动势绕组（防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿），次级多加1个电感进行储能滤波，因此相比反激式开关电源而言其成本较高，而且正激式开关电源变压器的体积要比反激式开关电源变压器的体积大。

反激式开关电源：
如下图所示，反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电激，它的变压器不仅起到变换电压传输能量的作用，同时还起到储能电感的作用，因此，反激式变压器类似于电感的设计。所有电路比较简单，容易控制，反激式在5W-100W的小功率方面应用非常广泛。对于反激式开关电源，当开关管导通时，变压器原边电感电流上升，由于反激电路输出线圈同名端相反，因此输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容进行能量供应，当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器的能量通过二极管向负载供电，同时对电容充电。

由对比可知，正激的变压器只有变压功能，整体可以看成一个带变压器的buck电路。反激的变压器可以看作一个带变压功能的电感，是一个buck-boost电路。总的来说，正激反激工作原理不同，正激是初级工作次级也工作，次级不工作有续流电感续流，一般是CCM模式。功率因数一般不高，而且输入输出和变比占空比成比例。反激是初级工作，次级不工作，两边独立开来,一般DCM模式下，但是变压器的电感会比较小，而且需要加气隙,所以通常适合中小功率情况。

正激变压器是理想的，不储能，但是由于励磁电感是有限值，励磁电流使得磁芯会大，为避免磁通饱和，变压需要辅助绕组进行磁通复位。反激变压器工作形式可以看作耦合电感，电感先储能再放能，由于反激变压器的输入、输出电压极性相反，故当开关管断开之后，次级可以提供磁芯一个复位电压，因而反激变压器不需额外增加磁通复位绕组。

DCDC

‌DCDC按拓扑结构主要分为三种：Buck、Boost和Buck-Boost。‌

Buck拓扑结构是一种降压电路，其工作原理是在开关管导通时，输入电压通过电感对负载供电，并在开关管断开时通过二极管续流，从而保持输出电压稳定。Boost拓扑结构则是一种升压电路，通过电感储能和开关管控制来实现输出电压高于输入电压。Buck-Boost拓扑结构则结合了Buck和Boost的特点，实现升降压功能‌12。

除了基本的Buck、Boost和Buck-Boost拓扑结构外，还有一些衍生和复杂的拓扑结构。例如，三电平DC-DC拓扑结构通过控制开关器件的开关状态来实现输入电压与输出电压之间的转换，具有高电平、中电平和低电平三种状态。此外，还有一些特殊的拓扑结构，如SEPIC和Zeta拓扑，它们具有输出电压可正可负的特点‌

BUCK原理

开关管闭合时，能量一部分储存在电感L中，一部分供给输出；开关管断开时，L通过二极管D为输出端提供能量。

BOOST原理

当开关管导通的时候，输入的电压对电感充电；当开关管关断时，输入的能量和电感能量一起向输出提供能量，因此这时候输出的电压肯定就比输入的电压高，从而实现升压。

BUCK-BOOST原理

开关管导通，二极管D反向截止，电感器储能。开关管断开，电感存储的能量通过二极管传给输出端。

当D=0.5时，Vo=Vin：当D<0.5时，Vo<Vin：当D>0.5时，Vo>Vin。

异步整流和异步整流

‌DCDC转换器通常是同步整流。‌ 同步整流采用导通电阻极低的专用功率MOS管，取代整流二极管以降低整流损耗，从而提高DC-DC转换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压‌。

同步整流

同步整流是采用导通电阻Rdson极低(一般为毫欧级别)的功率 MOS（G2），取代整流二极管以降低整流损耗。它能大大提高DC-DC转换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压，如下图拓扑所示。

功率MOS属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOS做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。 这种整流方式能大大提高DC-DC转换器的效率，并且在轻负载时能维持连续工作，减少振铃现象‌。

在相同的条件下，MOS管的导通电压降远远小于肖特基二极管的正向导通压降的，所以MOS管的损耗功率远远比二极管小。

但是同步整流中，上下MOS管需要额外的驱动电路，使得上下两个MOS管能够同步，而非同步的二极管是自然整流的，不需要额外添加驱动控制电路，所以对于非同步，同步的电路会复杂一些。同时，MOS管不是理想的开关，它有开通时间和关断时间，如果上下两个管子的死区时间没有控制好，使上管的关断时间和下管的开通时间有重叠，造成直通现象，那么MOS管就会因电流过大而损坏。

异步整流

异步整流只有一个高边MOS管（G1），加一个续流二极管（D1）组成，因为是自然续流过程，相对于同步来讲，被称为异步整流，如下图拓扑所示。

由于二极管的电压降恒定，所以当流过二极管的电流很大的时候，二极管上的功率损耗所占的比重就会变大，因此导致在大电流时，DCDC 的工作效率非常低。但在输入电压比较高的时候使用试可以的，这是由于在输出电压高时，二极管的正向导通压降所占的比重小，对效率的影响比较低。
异步整流属于自然整流，没有下边的 MOS 管，因此不需要特殊的控制电路进行同步，所以设计上相对简单。

同步和异步整流区别

同步整流使用通态电阻极低的MOSFET管代替二极管，降低了损耗但提高了成本；而异步整流使用二极管，轻载时损耗较大，但成本较低。同步整流适用于高效要求高的应用，而异步整流则适用于成本敏感的应用‌

同步和异步整流优缺点

1、对于异步整流，当降压比高时，续流二极管的导通时间长，而如果 Vout 低，整体损耗比例会因为续流二极管的 VF 而变大

2、当输出电流比较大时，同步整流的效率要比异步整流的高，一般同步整流在负载是 1A 时，效率能到 95%，异步整流的话只能到 80% 左右，主要是因为异步整流的二极管损耗比同步整流的 MOS 管损耗大，从而导致异步整流的效率比较低，如下图所示：

3、轻载时，异步效率低，但工作状态好；同步效率高，但会产生振铃

• 在轻负载时，异步整流的效率要高于同步整流。这是因为轻载时，因为同步拓扑结构中，当电感中存储的电流降为０后，由于下侧 MOS 管并没有关闭，这时输出电容 Cout 的一部分电流会给电感充能，从而会有电感电流为负的情况，直到下一个上侧 MOS 管（G1）的导通周期到来(有的同步整流可以控制轻负载的模式，控制不让反向电流流过)；而异步拓扑结构中，由于二极管是单向导通，当电感存储的电流降为０后，电感和二极管就没有电流流过了，因此轻载时，异步整流的效率较高。
• 在轻载时，同步整流的工作状态更好，异步整流由于工作在不连续模式会产生振铃。这是因为轻载时，负载电流较小。此时，因为异步拓扑中，二极管电流只能朝着一个方向流动，有时会变成 0 A，会呈现断续工作模式，此时的二极管的损耗反而降低了，但是由于工作在不连续模式，开关节点将发生振铃，产生高谐波噪声；而同步拓扑中，在 MOS 管导通的情况下，电流会有两个方向的流动以维持并稳定连续工作，此时同步拓扑工作在连续模式，损耗不会减小，但是开关节点不会产生振铃。

DCDC调制模式

‌DC-DC转换器的调制模式主要包括PWM（脉冲宽度调制）、PFM（脉冲频率调制）和PSM（脉冲跨周期调制）三种。‌

PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）

PWM是一种固定开关周期，变化Ton来改变占空比的调制方式。PWM方式，可称之为定频调宽，即开关频率保持恒定，而通过改变在每一个周期内的驱动信号的占空比来达到调制的目的，这是最常用的一种调制方式。当输出电压发生变化时，通过环路的控制，便会使驱动信号的占空比发生改变，从而维持输出电压的恒定，是最常用的调制方式。

PWM控制模式下的SW波形/电感电流/输出电压纹波（CCM模式）如下图，PWM模式并不局限于CCM。DCDC在不同的工作模式下都可以使用PWM调制，包括CCM和DCM。

在PWM模式下，开关频率是固定的，不随负载变化而变化。PWM模式通过改变开关的通断时间来调节输出电压，因此在负载变化时，占空比会相应变化。

电感电流通常是连续的，电感电流的纹波大小取决于电感值、开关频率和占空比。在PWM模式下，由于频率固定，电流纹波通常较易预测和控制。电感电流的形状随占空比的变化而变化，但频率保持不变。

在PWM模式下，由于开关频率固定，输出电压纹波通常较小，且频率特性好，便于滤波。输出电压纹波的频率成分较单一，主要由开关频率及其谐波组成。由于纹波的频率成分较为集中，滤波设计相对简化。

在PWM控制模式下，开关电源工作时产生的EMI和RE辐射，频段固定，那么谐波也固定的，所以在排查的时候比较好反推。

PWM控制模式的优点

• 效率高：PWM控制模式在重负载条件下效率较高，因为开关频率固定，减少了开关损耗。PWM是从处理器到被控系统信号都是数字形式的，再进行数模转换。可将噪声影响降到最低。
• 控制简单：PWM控制模式相对于其他调制方式来说，其控制电路相对简单，易于实现
• 输出纹波小：由于开关频率固定，输出电压纹波的频率特性好，纹波电压小，线性度高，便于滤波，从而减少输出电压中的波动
• 响应速度快：PWM控制模式的响应速度较快，适合于动态变化较大的负载环境

PWM控制模式的缺点

• 轻负载效率低：在轻负载条件下，由于开关次数固定，开关损耗成为主要损耗，导致效率降低，轻负载下其效率很低。
• 噪声问题：在轻负载时噪声大
• 频率受限：PWM控制模式的频率受到限制，不适合用于高频应用。由于误差放大器的影响，回路增益及响应速度也会受到限制

PWM控制模式适用场景

• 重负载应用：PWM控制模式适合于重负载和恒定频率的应用，如工业控制系统和电动汽车充电器
• 需要快速响应的应用：对于需要快速响应的系统，如动态变化的负载环境，PWM控制模式是一个很好的选择
• 对纹波要求严格的应用：在对输出电压纹波要求严格的应用中，PWM控制模式可以提供较小的输出纹波

PFM（Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制）

PFM模式在正常工作时，驱动信号的脉冲宽度保持恒定，但脉冲出现的频率发生改变，即所谓的定宽调频。当输出电压发生变化时，通过环路的调整，而使脉冲出现的频率发生改变，从而实现对电路的控制与调整。PFM又可以分为恒定驱动信号的高电位时间以及恒定驱动信号的低电平时间两种方式。在具有模式切换的DC-DC电路中，PFM也是很常见到的一种调制。

在这种模式下，电源工作在离散的开关状态，而不是连续导通。当输入电压高于输出电压设定值时，电源会快速打开开关，让电流通过；然后迅速关闭开关，中断电流流动，形成一个个矩形波脉冲。通过调整开关周期的长度，即“开”与“关”的比例，可以控制平均输出电压，从而达到高效能和稳定输出的目的。

PFM控制模式下的SW波形/电感电流/输出电压纹波如下图

在PFM模式下，开关频率不是固定的，而是根据负载的变化而变化。在轻负载或空载条件下，频率会降低，以减少开关损耗和提高效率。PFM模式通过改变开关的通断时间来调节输出电压，因此在负载变化时，占空比也会相应变化。

在轻负载条件下，电感电流可能是不连续的，这意味着在每个开关周期内，电感电流都会降至零。由于频率的降低，电感电流的纹波可能较大，特别是在频率较低时。在PFM模式下，电感电流的波形可能更复杂，因为频率和占空比都在变化。

在PFM模式下，由于开关频率的变化，输出电压纹波可能较大，特别是在轻负载条件下。输出电压纹波的频率成分更复杂，因为开关频率在不断变化。由于纹波的频率成分较宽，滤波设计可能更具挑战性。

由于频率的变化，SW波形的脉冲间隔不是固定的，这可能导致电磁干扰（EMI）问题，因为干扰的频率成分分布在更宽的范围内。

PFM控制模式的优点

• 轻负载效率高：在轻负载或空载条件下，PFM模式通过降低开关频率来减少开关损耗，从而提高了电源效率，并且频率特性也十分好，对于外围电路一样的PFM和PWM而言,其峰值效率PFM与PWM相当，但在峰值效率以前，PFM的效率远远高于PWM的效率，这是PFM的主要优势
• 电路设计较简单：与PWM（脉冲宽度调制）模式相比，PFM模式的控制电路通常较简单，因为它不需要复杂的时钟和计数器电路
• 待机功耗低：在待机状态下，PFM模式可以使电源工作在极低的频率下，从而降低了能量消耗

PFM控制模式的缺点

• 在重负载的情况下，其效率会明显低于PWM方式
• 输出纹波较大：由于开关频率的变化，PFM模式下的输出电压纹波可能较大，特别是在轻负载条件下
• EMI问题：PFM模式下，开关频率的变化可能导致较宽频率范围的电磁干扰（EMI）问题，这可能需要额外的滤波措施。由于其纹波的频谱比较分散，没有多少规律，这使得滤波电路的设计变得十分复杂与困难
• 输出稳定性较差：与PWM模式相比，PFM模式在负载变化时的输出稳定性可能较差
• 响应速度较慢：在负载快速变化时，PFM模式的响应速度可能不如PWM模式快

PFM控制模式适用场景

• 小功率和低功耗应用：PFM模式适用于小功率和低功耗的应用，如便携式设备和电池供电的系统
• 轻负载或变负载环境：在轻负载或变负载环境下，PFM模式可以通过调整开关频率来优化电源性能
• 待机状态：在待机状态下，PFM模式可以有效降低能量消耗

PSM（Pulse Skip Modulation，脉冲跨周期调制）

PSM方式，可称之为定频定宽。其驱动信号的频率与宽度都保持恒定，只是，当负载为最重的情况时，驱动信号满频工作，当负载变轻时，驱动信号就会跳过一些开关周期，在被跨过的周期内，开关功率管一直保持为关断的状态。当负载发生变化时，通过改变跨周期出现的次数，来实现对系统的调整与控制。

在PSM模式下，开关电源通过快速开启和关闭其功率开关管（如 MOSFET），只让电流在高频脉冲状态动，大部分时间处于休眠状态，实际工作时间短于整个周期。

相对于前面的两种控制方式，PSM 方式在工业上的应用要晚一些。相比于PWM方式，在轻负载的情况下，PSM要有更高的效率，并且其开关损耗与系统的输出功率成正比，与负载的变化情况关系不大。但是这种调控方式，会使输出电压有着比较大的纹波电压，不适合用于为对电源电压精度要求很高的一些系统供电。

PSM控制模式下的SW波形/电感电流/输出电压纹波如下图

在非满载条件下，电感电流可能表现为不连续导通模式（DCM），这意味着在每个开关周期结束后，电感电流会降至零。电感电流的峰值与谷值之间的差异较大，特别是在负载变化频繁的应用中，这可能导致更大的纹波电流。

由于PSM模式在轻载时倾向于跳过更多的开关周期，因此轻载时的输出电压纹波通常较大。对于对电压稳定性要求极高的应用，可能需要通过增加输出电容或其他滤波手段来减小这种影响。

噪声特性稳定：尽管PSM模式存在较大的输出电压纹波，但其频率固定不变，使得噪声特性较为集中，便于进行针对性的电磁兼容（EMC）设计。

PSM控制模式的优点

• 高效率：在轻负载条件下，PSM模式跳过不必要的开关周期，显著降低了开关损耗，从而提高了效率
• 降低开关损耗：由于只在必要时进行开关操作，因此减少了开关次数，延长了开关管的使用寿命

PSM控制模式的缺点

• 大输出电压纹波：由于在轻负载时许多开关周期被跳过，PSM控制模式下的输出电压纹波较大，对于对电压稳定性要求高的应用场景不太适合
• 响应速度较慢：PSM模式在负载变化时需对跨过的周期数进行调整，这一过程相对较慢，导致响应速度不及PWM模式
• 复杂的控制逻辑：根据负载调整开关周期需要复杂的逻辑控制，这会增加设计和实现的难度

PSM控制模式适用场景

• 适用于轻负载效率高的场合：如待机状态较多的电子设备、间歇工作的仪器仪表等，这些场景下使用PSM模式可以显著延长设备的工作时间
• 不适用对电压稳定性要求高的系统：例如精密仪器或高性能模拟电路，这类应用对电源的精度要求较高，PSM模式因输出电压纹波大而不适合
• 适用于负载变化不大的场合：在负载相对稳定的应用中，PSM模式能够提供稳定的输出，同时兼顾效率和功耗

DCDC工作模式

在经典控制理论中，我们认为对于线性时不变系统，一个稳定系统的响应会趋于一个稳定不变的值，并一直保持下去。但是在DCDC开关电路中，由于系统工作在一定的时钟频率下，因此系统输出将不再是一个稳定不变的值，而是一个随时钟频率而周期变化的量。在现代控制理论中，我们将这种随周期变化的稳态输出，称为李雅普诺夫稳定，也就是范围稳定。通俗来讲，假设在一个DCDC电路中，开关导通阶段的电感电流增量恰好等于开关关断阶段的电感电流减量，也就是说达到了伏秒平衡条件，那么即使重复无数次相同的过程，每次都能得到相同的结果，就称此电路达到了稳态。

实际上，如果借用李雅普诺夫第二法来看，开关电源系统的稳定性可以通过电感储能或电容储能在一周期内保持平衡来判断其系统是否稳定。即电感的磁链平衡（伏秒平衡）和电容的电荷平衡（安秒平衡）。

因此，我们根据电感电流的运行情况将DCDC工作模式分为四种情况：

• 在一个开关周期内电感电流始终大于零，称为连续导通模式（CCM）。
• 在一个开关周期内电感电流出现断流情况，称为断续导通模式（DCM）。
• 在一个开关周期内电感电流最小值刚好为零，介于DCM和CCM两者之间的临界导通模式（BCM）。
• 在同步拓扑结构的DCDC中，由于低边管的存在，使得电感电流能够反向，因此还存在一种模式称其为强迫连续导通模式，即FCCM模式。

CCM、DCM和BCM三种不同工作模式对比如下：

‌DCDC转换器通常工作在CCM模式，CCM是DCDC转换器最常见的工作模式。

连续导通模式CCM

CCM（Continuous Conduction Mode，连续导通模式）是指在一个开关周期内，电感电流从不会降到0。这意味着电感从不“复位”，功率管闭合时，线圈中仍有电流流过。工作于CCM模式下的波形如图：

‌CCM不仅限于用于BUCK，还可以用于其他类型的开关电源，如Boost和Buck-Boost变换器。

CCM工作状态

一个开关周期内，电感内的电流始终大于0，电感在DCDC整个工作周期中一直处于充电放电状态；即使DCDC的功率开关管断开时（Toff），电感中一直有电流流过。

功率开关管闭合时（Ton），电感中电流以一定的速率上升；功率开关管断开时（Toff），电感中电流以一定的速率下降。同步DCDC忽略开关压降时，满足下列：

CCM工作模式下，纹波电流小于2倍的输出电流

CCM降压变化器的特点

• D限定在小于1，降压变换器的输出电压始终小于输入电压。
• 如果忽略各种欧姆损耗， 变换系数M与负载电流无关。
• 通过变化占空比D，可以控制输出电压。
• 降压变换器工作于CCM，会带来附加损耗。因为续流二极管反向恢复电荷需要时间来消耗，这对于功率开关管而言，是附加的损耗负担。
• 输出没有脉冲纹波，但是有脉冲输入电流。

CCM优点和缺点

优点：

• 高稳定性：CCM模式提供更稳定的输出电压，适用于对电压稳定性要求较高的场合
• 低纹波电流：电感电流的连续性降低了输出纹波电流，减少了电磁干扰
• 适应重负载：在重负载条件下，CCM模式能够保持较高的转换效率，适合功率较大的应用

缺点：

• 轻负载损耗大：在轻负载时，由于电感电流仍然连续，会导致不必要的能量消耗和效率降低

为什么CCM在轻载下损耗较大

• 轻载下，电感上一直有电流流过，电感有一定的直流阻抗ESR，因此电感上有一定的损耗；DCM相比，电感损耗较大；
• 轻载下，频率于重载时是一样的，开关损耗不变的；与BCM相比，开关损耗较大；

断续导通模式DCM

DCM（Discontinuous Conduction Mode，断续导通模式）则是在一个开关周期内，电感电流会降到0。这意味着电感被适当地“复位”，功率管闭合时，电感电流为零。

工作于DCM模式下的波形如图

DCM工作状态

一个开关周期内，电感电流总会到0；功率开关管闭合时（Ton），电感中电流以一定的速率上升；功率开关管断开时（Toff），电感中电流以一定的速率下降，电感中电流变为0后维持电感中电流量为0直到此开关周期结束；在下一周期开始时，DCDC功率开关管才会重新闭合，电感重新开始充电。

由于每个周期中电感都会有一段时间电流为0，即使忽略开关压降时，也无法满足下列：

DCM工作模式下，纹波电流大于2倍的输出电流：

DCM降压变换器的特点

• 传递系数M依赖于负载电流，M在负载电流低时较大，且输出电流的纹波比CCM大
• 对于想通的占空比，DCM下的传递系数M比CCM大在负载电流低工作于深度DCM，M容易达到1。
• 在电感电流为0时，可能会产生振荡现象‌。

DCM优点和缺点

• 优点：在轻载模式下，频率较低且存在电感为0的时刻，开关损耗与电感直流阻抗损耗都较小，效率较高；
• 缺点：纹波较大，稳定性差；输出电压波动大；电磁干扰较大；

在电感电流为0时，SW的波形为什么会出现震荡

DCM工作模式下，当电感电流为0但一个开关周期仍为结束时，控制器依然会断开两个NMOS管，此时，SW未连接到Vin或GND，处于浮动的状态，DCDC等到下一个周期开始后才会重新闭合功率管为电感充电。

电感电流降为0的瞬间，NMOS管（下管）体二极管反向截止，产生反向电流；由于NMOS管存在寄生电容，走线中存在一定寄生电感，二者一起构成LC振荡器；二极管反向电流构成的能量在LC在振荡器中不断震荡且逐渐消耗变弱，直到下一个周期重新开始。

CCM与DCM比较

• 工作于DCM模式，能降低功耗的，DCM模式的转换效率更高些，属于能量完全转换；
• 工作于DCM模式，输出电流的纹波比CCM大；
• 工作于DCM模式，在电感电流为0的时候，会产生振荡现象；
• 工作于CCM模式，输出电压与负载电流无关，当工作于DCM模式，输出电压受负载影响，为了控制电压恒定，占空比必须随着负载电流的变化而变化。

临界导通模式BCM

BCM（Boundary Conduction Mode，临界导通模式）是CCM和DCM之间的过渡模式，是一种理想模式，并不常使用。

BCM工作状态

DCDC控制器监控电感中的电流量，一旦检测到电感中的电流为0时，DCDC功率开关管立即闭合，开始重新给电感进行充电；即DCDC控制器通过电感电流量为0来激活开关；

从上图中可以看到，DCDC的周期是可变的；功率开关管闭合时（Ton），电感中电流以一定的速率上升；功率开关管断开时（Toff），电感中电流以一定的速率下降（下降速率随负载电流的大小而变化）；同步DCDC忽略开关压降时，满足下列：

BCM工作模式下，纹波电流等于2倍的输出电流；

BCM的特点

BCM模式的特点是开关频率可变，适用于需要频率调节的应用场景‌。

BCM优点和缺点

优点：

• 高效率：BCM模式开关频率随负载变化而变化，可以适应不同的负载，能够在不同负载条件下保持较高的转换效率，特别是在负载变化较大的场合
• 低损耗：由于每个周期结束时电感电流归零，减少了不必要的能量损耗，不同负载下损耗较低

缺点：

• 控制复杂：实现BCM模式需要复杂的控制算法和实时监测系统，来检测DCDC电感中的电流量，增加了设计难度和成本
• 频率变化：由于BCM是可变频率系统，可能对滤波电路设计提出更高的要求

强制连续导通模式FCCM

FCCM (Force Continuous Conduction Mode)，强制连续导通模式：在异步拓扑结构的DCDC中，低边管普遍使用二极管，可防止电感电流在轻载时出现反向。但在同步拓扑DCDC中，二极管被MOSFET替代，低边管MOSFET导通时，电感电流将会出现反向的情况，反向电流由电容提供，负载可保持不变。即允许负电流存在，在轻载情况下，输出电流减小时，变换器就不会切换到DCM模式，而是转换到强迫连续导通模式（FCCM）。如下图所示。

FCCM优点和缺点

优点：

• 高稳定性：FCCM模式提供更稳定的输出电压，适用于对电压稳定性要求较高的场合
• 快速响应：由于电感中一直有电流，对负载变化的动态响应较快，纹波较小
• 固定频率：工作频率固定，便于设计滤波器和减少电磁干扰，同时频率通常设定在超出人耳听觉范围，避免噪声问题

缺点：

• 轻载损耗大：在轻载时，由于电感电流仍然强制连续，会导致不必要的能量消耗和效率降低
• 可能引起发热：由于电感电流双向流动，整流MOSFET具有双向导通性，可能会产生额外的热效应

如何从CCM切换到DCM

（1）降低负载电流。
（2）降低电感值L。

示例介绍

目前使用的大部分DCDC都是同步的，这里非同步DCDC来介绍。下面以TPS40200（非同步降压DCDC）为例。


仿真结果如上图所示，从图中可以看出：

• D3就是非同步转换器中特有的肖特基二极管。
• 该电路具有缓启动功能。
• VIN = 8V，VOUT = 3.3V，负载电阻R_L = 3.3Ω。

下图为TPS40200输出电压V(VO)和负载电流I(RL2)，从仿真结果可以看出，负载电流I(RL2)总是＞0，因此工作在CCM模式。

从上面的仿真结果可以看出，电感电压V(OUT)波形为斩波，电感电流I(RL2)波形为斜波，在电感电压V(OUT)从低值-0.34V突变到高值7.94V，因为电感电流不会突变，所以电流会逐渐上升；在电感电压V(OUT)从高值7.94V突变到低值-0.34V，因为电感电流不会突变，所以电流会逐渐下降。所以电感电流波形如下图所示。

TPS40200电感电压波形如下图

上图中，可以验证，电流上升时的斜率 = 开关闭合时电感两端电压/电感 = VON/L = (7.93V - 3.3V)/33uH = 140 V/ms；电流下降时的斜率 = 开关关闭时电感两端电压/电感 =VOFF/L = (-0.343V - 3.3V)/L = -3.643V/33uH = -110 V/ms。

可以看出，电感两端的电压是不同的，靠近开关的电压波形是斩波，此处即是交换节点，靠近负载的电压为输出电压值。

交换节点处不要铺设太多的铜，否则会形成有效的电场天线，向四周喷射放射状的射频干扰。经过测量可知开关频率 = 300KHz。

切换测试

以下通过将负载电阻从3.3Ω改成50Ω，测到的电感电流波形如下图所示

对比上一小节电感电流波形可以看出当负载电阻增大时，电感电流波形下移了，选择合适的负载电阻可使工作模式从CCM切换到DCM。

此外降低电感值，也可切换非同步DCDC的工作模式，将电感值设置为3.3uH，负载电阻设置为3.3Ω，仿真结果如下图所示。

对比可以看出，降低电感值，可以使非同步DCDC的工作模式由CCM切换到DCM，精心挑选电感值，可使工作模式切换为BCM。

电感电流交流纹波与电感值的关系

电感值越大，电感电流交流纹波△I越小，电感电流波形（电感值L = 33uH）

电感电流波形（电感值L = 330uH）

可以看出电感值越大，交流纹波越小。但是电感值越大，尺寸也会越大，这是个问题。

电感饱和意味着什么

电感饱和的原因是：电感电流的瞬时值与磁芯内部的磁场强度成正比，因此当电流达到某一值导致电感内部的磁场强度超过了某一安全值，电感就会饱和，当电感饱和后，如果电流继续增大就会又不可控的浪涌电流流过开关管。

电感饱和意味着L趋于0，根据V=Ldi/dt可知，△I=V/L，当L=0，△I趋于无穷大，会危及开关管。

因此，将电感值设置为1pH，得到的仿真结果如下。

当将电感值设置为1pH时，可以看出，电感电流可超过20A，有可能损坏开关管，因此在电感选型时，感值宁可大一些也不可小。