典型的SerDes系统包含输入数据、串行器、发射机（TX）、信道、接收机（RX）、解串器和输出数据。串行数据比特流被输入到发送器。发射机由均衡器（EQ）和包括封装效果的线性模拟后端组成。传输后端和接收器前端之间的通道由传输线（TL）组成，传输线可以包括布线和印刷电路板走线。
Serdes高速信号完整性问题
典型的SerDes系统信道是包含发射信号的高频衰减的线性系统。下图显示了与具有100psec比特时间（10Gbps比特率）的数据一起使用的典型信道频域特性。y轴以dB为单位。该曲线代表任何频域特性。大多数实际系统具有信道特性，该信道特性包括由于系统失配和信号吸收而导致的许多不规则性。该数据流的奈奎斯特频率为5GHz。5GHz下的信道衰减约为-12dB。这种高频衰减对于SerDes系统信道是典型的，并且需要恢复到奈奎斯特频带内的平坦响应以在SerDes系中实现低误码率。
这种高频幅度和相位失真导致接收器侧的数据位“拖尾”。这种数据拖尾被称为符号间干扰（ISI）。当数据位相互重叠时，会形成一个“眼图”，在这种情况下，会闭上眼睛出现。图3显示了进入信道的发送比特流和离开信道的接收比特流。在有损信道之后，单独的或快速交替的0和1在接收器处没有达到它们的完全稳态值。输出数据流（红色）与输入数据相比失真很大。
这些数字显示了接收器闭眼的问题。为了使接收到的数据变得可用，需要对数据进行重构（均衡）。均衡通常在发射机和接收机中都实现。在信道之前，希望对传输的高频内容进行“峰值化”，而不是在接收器侧进行所有高频峰值化。在接收机侧的高频峰值降低了接收机输入信噪比（SNR），而在发射侧的频率峰值则不降低。因此，在发射机中，实现均衡以提供比特转换的高频前沿的预加重。在接收机中，实现均衡以朝向没有符号间干扰或符号间干扰减少的参考信道恢复组合的发射机和信道特性。
Tx驱动端的CTLE
在发射机驱动电路中，实现使用CTLE的均衡，以提供比特转换的高频前沿的预加重。这可以通过几种方式实现：
1）利用带极点和零点的高通滤波器实现CTLE：
下图显示了HPF CTLE的频率响应以及信道和信道加HPF CTLE。通道本身是黑色曲线。HPF CTLE响应为红色曲线。组合的HPF CTLE+通道响应为绿色曲线。y轴以dB为单位。
HPF-CTLE具有频率响应峰值，并且当与信道响应组合时，将平坦的频率响应（绿色曲线）从零Hz恢复到接近5GHz的数据流奈奎斯特频率的频率。下图显示了HPF-CTLE和Channel组合后的眼图是完全打开的。
由于HPF CTLE后面通常是高频极点，以强制衰减任何高频噪声，从而不会降低SerDes系统的性能。
2）使用前馈均衡器（FFE）的CTLE：
FFE CTLE可以加重其高频响应，并使用延迟、增益和求和来创建。图显示了带有四个抽头的FFE CTLE。
FFE-CTLE是一个有限脉冲响应（FIR）滤波器。输入的数字数据通过一系列延迟线传播。每个延迟等于一个比特单位时间间隔。在这个例子中，它是100psec（设置为每比特16个sample）。在每个延迟线之前和之后对信号进行采样，并乘以FIR抽头系数Ck。C-1是第一个光标前抽头。C0是主光标点击。C1和C2是光标后的第一和第二抽头。光标前和光标后抽头分别补偿主光标前后的ISI。FIR抽头的输出被求和以产生FFE CTLE输出。抽头的数量取决于信道脉冲响应相对于一比特单位时间间隔的长度。
下图显示了FFE CTLE以及Channel和Channel加FFE CTLE的频率响应。通道本身就是黑色曲线。FFE CTLE响应为红色曲线。FFE CTLE+通道组合响应为绿色曲线。y轴以dB为单位。
可以看出，FFE CTLE具有以比特率（在该示例中为10GHz）周期性的频率响应峰值，并且当与信道响应（绿色曲线）组合时，第一奈奎斯特区（0Hz至5GHz）恢复到更平坦的频率响应。在FFE-CTLE和Channel组合后的眼图是完全打开的。
跟HPF-CTLE一样，它后面通常是高频极点，以强制衰减任何高频噪声，从而不会降低SerDes系统的性能。
Rx接收端的CTLE
在接收机中，CTLE的使用旨在均衡发射机和信道的组合特性，并去除接收信号采样点处的ISI。
RX CTLE类似于TX FFE CTLE，不同之处在于输入是模拟信号。RX CTLE通常被称为离散时间线性均衡器（DLE）。它也可以被称为FFE CTLE。在本文中，它将被称为DLE CTLE，以便与上述发射机中的FFE CTLE应用程序不冲突。
作为FIR滤波器，DLE CTLE在模拟输入信号被采样保持电路采样后对其进行操作。通常，每个数据时间间隔有N个样本。FIR抽头被设计为从相邻比特中减去ISI效应。如果DLE CTLE被设计为在主脉冲周围均衡3个光标前脉冲和5个光标后脉冲，则CLE CTLE将具有N*9个抽头。DLE CTLE的输出将进一步在每个数据时间间隔的一个点处被采样以用于数据检测。DLE CTLE将仅在数据检测采样点处消除ISI。
可以定义在数据检测采样点处具有零或低ISI的参考信道频率响应H_ref(s)。这通常被定义为升余弦特性或根据需要的另一特性。它也可以用额外的高频极点来补充，以降低其高频响应。下图是10 Gbps信号的参考信道的眼图。
通过将信道频率响应1/H_TL（s）的倒数乘以参考信道响应H_ref（s），得到的响应将是所需的DLE-CTLE频率响应H_DLE（s）。这里讨论的这个过程假定信道频率响应在频率响应中不具有噪声失真。如果它确实有噪声，则需要平均处理来平滑噪声，以有效地产生具有高信噪比的频率响应。下图显示了这三个函数的幅度与频率的关系图。y轴以dB为单位。
参考通道（红色）、通道（黑色）和DLE CTLE（绿色）的幅值（dB）与频率。可以看出，DLE-CTLE响应H_DLE（s）是比率H_ref（s）/H_TL（s）。H_ dle（s）的逆FFT变换将提供期望的dle-CTLE抽头系数。下图是这三个函数的脉冲响应与时间的关系。
记住数据时间间隔是0.1e9秒，可以看出DLE CTLE可以被指定为在主响应之前的3个时间间隔和在主响应之后的5个时间间隔提供均衡。显示了DLE CTLE、通道和通道加DLE CTLE的频率响应。通道本身就是黑色曲线。DLE CTLE响应为红色曲线。DLE CTLE+通道组合响应为绿色曲线。
如图所示，DLE CTLE具有频率响应峰值，并且当与信道响应（绿色曲线）组合时，第一奈奎斯特区（0 Hz到5 GHz）恢复到参考信道频率响应。DFE CTLE和Channel组合后的眼图，与参考通道的眼图非常相似。眼睛睁得大大的。
DLE CTLE响应于接收到的包括噪声的模拟信号。如上图所示，高频噪声也被放大。当DLE CTLE在没有发射机提供预加重的情况下均衡信道时，情况尤其如此。为了减少接收机中的高频噪声放大，发射机通常包括使用如上所述的CTLE的预加重。通常使用接收机DLE-CTLE的替代方案或除此之外的判决反馈均衡器（DFE）。DFE将在后面一篇文章中进行讨论。
