一、芯片介绍

MPQ3431A是一款具有宽输入范围的固定频率为450kHz的高度集成的升压转换器，其输入电压低至2.7V，采用恒定关断时间（COT）的控制拓扑，可提供快速的瞬态响应。芯片支持通过MODE管脚配置PSM（pulse-skip mode）、FCCM（forced continuous conduction mode）和USM（ultrasonic mode）；还支持通过电流限制配置来达到精确的过流保护；同时芯片欠压保护(UVLO)和过温保护(OTP)。

MPQ3431A采用QFN-13（3mmx4mm）封装。

二、主要特征

• 保证工业/汽车应用温度

• 2.7V~13V的启动电压

• 0.8V~13V的操作电压

• 高达16V的输出电压

• 支持20W的平均功率和40W的峰值功率（3.3V）

• 可配置输入电流限制

• 21.5A的开关电流限制

• 集成了6mΩ和9mΩ的功率MOS

• 3.6V的VIN至9V/3A的效率为95%

• 低负载下可选PSM、>23kHz USM、FCCM三种模式

• 450KHz的固定开关频率

• 快速瞬态响应的自适应COT

• 外部软启动和补偿引脚

• 可编程UVLO和滞后

• 150℃的过温保护

• AEC-Q100合格

三、应用场景

• 汽车升压

• 超级电容

• 备电电池

其典型应用：

四、管脚定义

封装信息如下：

其具体管脚的定义如下表：

五、关键信息

1.绝对最大工作范围

2.ESD等级

3.建议工作条件

4.热阻

六、电气性能

条件：VIN=VEN=3.3V，TJ=-40°C to +125°C，典型值在25℃测得。

七、电气特性曲线

一般测试条件：VIN = VEN = 3.3V, VOUT = 9V, L = 2.8μH, TA = 25°C

VIN管脚的静态电流IQ和输入电压VIN的关系：

VOUT管脚的静态电流IQ和输出电压VOUT的关系：

关机电流和输入电压VIN的关系：

在不同VIN的情况下，输入电流限值和限流电阻大小的关系：

在限流电阻RILIM=22kΩ，VOUT分别为15V和9V的情况下，输入电流限值和输入电压大小的关系：

在限流电阻RILIM=22kΩ，VIN分别为3.3V和6.6V的情况下，输入电流限值和输出电压大小基本无关：

结温对输入电流限值、开关电流大小、UVLO大小、VIN上升阈值、EN使能阈值、参考电压大小的影响如下：

PSM模式效率：

CCM模式效率：

PSM模式下调节能力：

CCM模式下调节能力：

USM模式效率：

USM模式下调节能力：

PCM和CCM模式下，输出电压-输入电压的差值和开关频率的关系：

一般测试条件：VIN = 3.3V, VOUT = 9V, L = 2.8μH, IOUT = 3.5A, USM, TA = 25°C

稳态IOUT=0A时，USM和PSM的状态：

在不同输出电流的情况下的VIN启动/关机瞬态情况：

在不同输出电流的情况下的EN启动/关机瞬态情况：

负载响应：

过流保护进入及恢复：

八、详细说明

1.功能框图

2.升压

芯片通过COT来调节输出电压。在每个周期的开始阶段，打开Q1（NMOS，LS-FET）强制增加电感电流，芯片通过电流感应放大器感知经过Q1的电流，并输出电压超过VCOMP时，PWM比较器翻转且关闭Q1。然后电感电流通过高压侧开关Q2（HS-FET）流向输出电容器，电感电流减小。其中VCOMP是反馈电压FB的差分放大器输出。

在固定的关断时间之后，Q1（LS-FET）再次接通，循环重复。在每个周期中，LS-FET的关断时间由VIN/VOUT比值决定，导通时间由VCOMP控制。电感器峰值电流由COMP控制，COMP由输出电压控制。因此，输出电压调节电感电流。

3.工作模式

1）FCCM（forced continuous conduction mode）

当Mode管脚输入电压超过1.6V时，芯片将在任何负载下工作在固定频率PWM模式。本模式下关断时间由内部电路根据VIN/VOUT比值确定，以实现470kHz的频率。

当负载降低时，平均输入电流下降，从VOUT到VIN的电感电流在关断时间内可能变为负值（当LS-FET关断而HS-FET导通时）。这迫使电感电流以固定频率在强制连续导通模式（FCCM）下工作，并产生比PSM更低的Vout纹波。

2）PSM（Pulse-Skip Mode）

当Mode管脚输入电压低于0.7V时，芯片在轻载情况下将工作在PSM模式。一旦电感电流降低到0A，Q2(HS-FET)将会关断，终止了VOUT到VIN电流，强制电感电流工作在不连续导通状态(discontinuous conduction mode简称DCM模式）。DCM模式芯片内部关断时间会变得更长，关断时间和每个周期HS-FET导通时间成反比。在深度DCM模式，芯片将会降低开关频率并降低功耗损耗。

VCOMP低于0.5V（PSM阈值），芯片将停止开关切换以进一步降低功耗，如果VCOMP超过0.5V，开关切换自动恢复。在轻负载下，基于VCOMP的值进行开关切换脉冲跳过。PSM相对FCCM模式在轻负载下有更高的效率，但也会导致纹波变大，并由于降低了开关频率，可能会有啸叫产生。

DCM模式下如果负载增加，VCOMP随之会变大，关断时间降低，芯片将会恢复固定600KHz的调节频率，因此可以对高负载进行响应。

3）USM（Ultrasonic Mode）

为了防止PSM模式开关频率低于20KHz可能产生的啸叫，可以将芯片的MODE管脚悬空或者电平0.9V~1.2V之间。当是中等负载时，USM模式下电感电流工作在DCM模式，切换频率和PSM模式下一样。但是当VCOMP低于0.5V时，切换不会停止，LS-FET的导通时间由VCOMP控制，除非触发了最小导通时间，才会截止。

如果负载继续降低，切换频率也会下降，但是LS-FET关断时间达到30us时，芯片会强制LS-FET打开，从而避免了在无载或轻负载时出现啸叫。

由于USM模式限制了开关切换频率为23KHz，这会导致输出能量高于负载所需，从而可能使输出电压高于设定值。当输出电压升高，VCOMP降低，电感峰值电流可能会降低。

如果VCOMP低于内部钳位电压，则HS-FET零电流检测（ZCD）阈值逐渐调节到一个负电平，这样可以使能量在每个周期都回流到VIN。这会使输出电压保持在设定值。如果VCOMP恢复，芯片也将恢复到450KHz开关频率。

在开关频率超过33KHz时，USM和PSM的效率一样。如果频率被钳位在33KHz时，USM效率比较低，但不会像PSM产生由于低频脉冲导致的啸叫。

4.关断/导通时间

1）最小关断/导通时间

LS-FET导通时间最短80ns，有效提供抗噪能力，但也会限制高VIN/VOUT的应用场景。LS-FET的关断时间也有最小值，在这期间LS-FET无法导通，最小关断时间文档没有具体给出时间，只指出短到足够将0.8V输入转换成16V输出。

2）最大导通时间

电感电流需要在7.5us的导通时间内触发VCOMP，否则芯片将关断LS-FET。在LS-FET关断后，电感电流通过HS-FET，并在关断时间内对VOUT充电。重载下要求开关频率最小为133KHz。

CCM模式要求HS-FET最大导通时间为8us。

如果VIN电压足够高，VOUT可能会高于设定值。芯片将会按照PSM逻辑，在VOUT高于设定值时停止工作，在VOUT低于设定值时恢复工作。

5.VDD

芯片内部电路由VDD供电，外部需要一个不小于4.7uF的陶瓷电容。当VIN<3.4V时，VDD由VIN和VOUT的高值供电，这会使芯片保持一个低的导通电阻和高效率；当VIN≥3.4V时，VDD仅由VIN供电，原因是VOUT电压更高，转换损耗会更大。

VDD由外部电源供电（最高不能超过3.6V），且电压超过3.4V，则VIN和VOUT的调节器将被禁用。如果VDD超过VDD(UVLO)，即使VIN低于0.9V，芯片也会启动。在外部供电时，VIN和VOUT电压不跌落到0.8V以下，芯片会持续工作。

内部给VDD供电时，要求VIN不能低于2.7V。

6.开机启动

当EN高电平且VDD电压超过UVLO阈值，芯片开机启动。启动过程首先给软启动SS管脚充电，直到达到参考电压，然后开始正常工作。

如果PSM模式下启动时VOUT有偏置电压，芯片在SS电压超过VFB后才会启动开关切换。如是在USM或者FCCM模式，开关切换不会停止，频率会在33KHz~450KHz之间，原因是这些模式支持反向电感电流，VOUT的能力可以传到VIN端。

7.输入电流限制

芯片支持感应Q1的电流，并转换成uA级的信号给到ILIM管脚。ILIM上的电阻将该电流信号转换为电压信号，该电压信号被馈送到限流误差放大器的负输入端。如果输入电流超限值，将导致VCOMP钳位，如下图：

上图中RILIM是限流电阻，CILIM是滤波电容，RD_NOISE是为了防止噪声影响，固定为1KΩ。计算限流电阻的公式：

式中(1.2 - VIN x 0.12)是内部放大器的偏移电流和感测延迟。如果不用限流功能，ILIM管脚直接和AGND短路即可。

8.保护功能

当VOUT超过16.5V，则芯片停止工作，直到VOUT降低到16.3V才恢复。同时芯片还支持热保护，当die温度超过150℃时，IC也会停止工作，直到die温度下降到25℃恢复。

九、应用信息

1.设置输出电压

如功能框图，R1的取值范围是300KΩ~800KΩ，R2的电阻值计算公式为：

式中VREF=1V。

2.输入电容选择

输入电容C1建议选择低寄生电阻的陶瓷电容，纹波大小计算如下：

式中fSW是开关频率，L是电感值。

3.输出电容选择

同输入电容一样，也是建议选择低寄生电阻的陶瓷电容（X5R或者X7R），纹波大小计算：

式中RL是负责电阻。

4.电感选择

更大的电感值会导致较低的纹波电流和较低的峰值电感电流，从而减少功率MOSFET上的压力。但是较大值的电感具有较大的物理尺寸、较高的串联电阻和较低的饱和电流。

推荐的电感值计算如下：

式中$$\varDelta $$IL是指电流纹波，一般在峰值电流的20%~50%之间。

电感的典型值为1.5uH，保证最坏情况下不饱和。电感选型时注意选择低串组（DCR）的器件。

5.软启动电容选择

Css决定了输出电压的上升时间。计算公式：

式中Iss是SS管脚的充电电流，大小是7.5uA。

6.限流电阻选择

限流电阻R5的大小计算公式：

本功能不使用的话，直接连接到AGND即可。

7.VDD电容选择

内部VDD电压3.4V左右，需要外部接一个不小于4.7uF的陶瓷电容。本管脚不能接负载。

8.BST电容

推荐BST管脚和SW管脚之间接一个0.1uF的陶瓷电容。

9.UVLO配置

芯片可配置UVLO延迟。上电时，EN管脚内部有个5uA下拉电流源，通过Rtop会要求VIN更高的电压：

式中VEN-ON是EN管脚的阈值电压。

当EN处电平超过阈值电压后，内部下拉电流源将关闭。这样的话VIN处有轻微波动也不会导致欠压保护。

10.模式选择

设置MODE管脚不同电压，来配置芯片工作模式。一般来说，MODE上拉到VDD为FCCM模式，悬空为USM模式，下拉到GND为PSM模式。

11.电容补偿

输出调节控制系统的传递函数有2个极点和一个零点。其中极点fP1由输出电容和输出负载电阻决定；极点fP2就是原点，即0Hz；零点fZ1由补偿电容和补偿电阻决定。

当工作在FCCM模式时，有一个零点在坐标系的右半部分（即为正值），其值大小为；

本零点的影响是增大了增益，减小了相位，导致增益和相位裕量减小，特别是在最小输入电压，且最大输出负载时尤其严重，可能导致不稳定。

个人推断，应该内部有个跨导电容，随着频率的升高，电容就不经放大直接到输出端了，这样就影响了放大增益，同时相位差也减小。

十、PCB布局

糟糕的布局会导致性能下降、电磁干扰过大、电阻损耗和系统不稳定。对一个4层板布局推荐如下：

• 输出电容C2A~C2C尽可能靠近VOUT和PGND；

• 0.1uF的C2D尽可能靠近IC，以降低寄生电感；

• 输出电容到VOUT和PGND管脚的连线尽量短和尽量宽，同时输出电容和IC在同一面；

• FB的分压电阻R1和R2尽可能靠近FB管脚；

• FB的走线远离噪声源，例如SW；

• 电流限值器件（R4, R5和C7）尽可能靠近ILIM管脚放置；

• ILIM器件的地连到AGND；

• 补偿电容和SS电容用尽量短的环路连到AGND；

• VDD电容用尽量短的环路连到PGND；

• 输入环路（C1, L1, SW, 和PGND）尽量短；

• 靠近芯片放置足够多的地孔，方便散热；

• AGND和PGND分开布局；

十一、典型设计电路

规格书推荐了2个典型设计电路供参考：