【模拟CMOS集成电路笔记】轨到轨运放(Rail to Rail)基础(附带实例:基于1:3电流镜的轨到轨输入运放)

news2025/4/2 22:08:15

【模拟CMOS集成电路笔记】轨到轨运放(Rail to Rail)基础

  • 0前言
  • 1 简介
    • 1.1轨到轨输入级
      • (1)互补差分对:
      • (2)输入范围切换:
    • 1.2轨到轨输出级
      • (1)推挽输出:
      • (1)输出级偏置:
  • 2轨到轨输入运放
    • 2.1基于电流倍增实现恒定跨导
      • (1)电路结构1:基于1:1电流镜实现恒定跨导
      • (2)电路结构2:基于1:3电流镜实现恒定跨导
      • (3)其他结构
      • (4)另一种基于电流镜的RTR输入级
      • (5)基于电流反馈环路的RTR输入级
      • (6)基于双环结构的RTR输入级
      • (7)其他结构

0前言

  因为自己做的一个东西,需要一个轨到轨放大器(RTR),所以顺便写了笔记,参考了Sansen的《模拟集成电路设计精粹》,只写了一些简单的内容,里面也有一些复杂的电路,虽然都看了,但是也只是浅浅的看了一下….有需要再深入学习。随手用TSMC18工艺,调了一个“基于1:3电流镜的轨到轨输入运放”
  工程文件+testbench需要的可以自取:https://mbd.pub/o/bread/aJWXmp5u
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1 简介

   R T R RTR RTR其输入电压范围可以从正电源电压 V D D VDD VDD 到负电源电压 V S S VSS VSS,输出电压可以接近电源电压的上下限,即使在低电源电压下仍然可以提供较大信号输出摆幅。在以下图电路为例,为使输入级所有晶体管全部处于饱和区,输入电压最高 V d s , s a t + V g s 1 , 2 V_{ds,sat} + V_{gs1,2} Vds,sat+Vgs1,2,最低输入电压大约为一个过驱动电压。
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  普通的折叠共源共栅结构如图所示,输入电压最低可以达到 V D S 10 − V T H 1 V_{DS10}-V_{TH1} VDS10VTH1,这个值可以小于负电压 V S S VSS VSS,该电路的输入电位小于 V S S VSS VSS,也可以正常工作。
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  对于一个放大器,如果增益很大,那么即使输出电压范围达到轨到轨,输入也几乎保持不变,但在某些应用下,需要输入电压范围Vin需要满足: V S S ≤ V i n ≤ V D D V_{SS}≤V_{in}≤V_{DD} VSSVinVDD,其中最典型的例子就是单位增益的输出缓冲器,为了实现输出轨到轨,它的输入也必须轨到轨跟随;除此之外,全差分放大器的CMFB电路,有时也需要轨到轨输入。
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  轨到轨放大器为了解决传统运放在输入和输出范围上的限制,需要设计轨到轨的输入级和输出级,常通过以下技术实现全范围工作:

1.1轨到轨输入级

  传统运的输入级通常采用差分对(如 N P N NPN NPN N M O S NMOS NMOS),其输入范围受限于晶体管的阈值电压和电流源的过驱动电压。轨到轨输入级通过以下方式扩展输入范围:

(1)互补差分对:

  使用N型和P型的折叠共源共栅级输入差分对并联,当输入电压接近 V D D V_{DD} VDD时, N N N 型对工作;接近 V S S V_{SS} VSS 时, P P P 型对工作;在中间电压范围内,两对同时工作,确保全范围覆盖。

(2)输入范围切换:

  为了在全输入范围保证轨到轨放大器拥有高增益和低失真,需要维持放大器总跨导 g m , t o t g_{m,tot} gm,tot 保持恒定,通过电路自动切换输入对的工作状态,在输入对切换时,通过增益补偿电路避免增益跳变,确保线性度。

1.2轨到轨输出级

  传统运放的输出级通常受限于晶体管的饱和电压,导致输出无法接近电源轨。轨到轨输出级常通过以下方式扩展输出范围:

(1)推挽输出:

  使用N型和P型输出晶体管(如NMOS和PMOS)组成推挽结构。当输出接近 V D D V_{DD} VDD 时,P型管导通;接近 V S S V_{SS} VSS 时,N型管导通;在中间电压范围内,两管协同工作,确保低输出阻抗。

(1)输出级偏置:

  通过动态偏置技术,确保输出晶体管在接近电源轨时仍能保持线性工作,优化偏置电路,确保平滑过渡,避免输出级交越失真。

2轨到轨输入运放

折叠共源共栅放大器的输入级如图所示,NMOS输入的电路结构输入范围为 V G S n + V D S s a t n , V D D {V_{GSn} + V_{DSsatn},V_{DD} } VGSn+VDSsatnVDD N M O S NMOS NMOS 输入的电路结构输入范围为 V S S , ∣ V G S p ∣ + ∣ V D S s a t p ∣ {V_{SS},|V_{GSp}|+|V_{DSsatp}|} VSSVGSp+VDSsatp,两种结构的输入范围边界仅可达到 V D D V_{DD} VDD或者 V S S V_{SS} VSS中的一个,另一个边界受限于电流源的饱和电压 V D S s a t V_{DSsat} VDSsat V G S V_{GS} VGS
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2.1基于电流倍增实现恒定跨导

(1)电路结构1:基于1:1电流镜实现恒定跨导

  如果可以有一个电路可以自动实现电路状态在N输入和P输入的切换,那么就可以实现全电压范围的输入,即使得低电压输入范围时,PMOS输入差分对工作;高电压输入范围时,NMOS输入差分对工作;输入电压在 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2附近,则 N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 同时工作;电路结构如图所示(左),跨导 g m g_m gm随输入电压变化曲线如图(右)所示。
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  至此完成了全电压范围的输入,下一个问题是,如何在所有电压输入时,保证电路的高增益和线性度?

  首先考虑一种情况,如果输入跨导管偏置在弱反型区,NMOS和PMOS输入差分对的总跨导可以表示为
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  因此当 N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 中的一个失效时,只需将另一个 M O S MOS MOS 的电流加倍即可。电路如图所示

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  其中电路共分为四个部分,从左到右依次为,偏置电路、电流切换电路、轨到轨输入级和共源共栅电流镜负载,此电路可以实现轨到轨的输入,如果需要轨到轨输出,那么输出可以采用 c l a s s A B classAB classAB 结构,该电路电源电压1.8V,采用低阈值的 n m o s m v t 2 v nmosmvt2v nmosmvt2v p m o s m v t 2 v pmosmvt2v pmosmvt2v 器件搭建,其中第二级的电流源采用大尺寸,使得输入管在 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2 的共模输入时,偏置在线性区,当输入共模电平接近高电源轨时,PMOS输入差分对关闭, N M O S NMOS NMOS 电流镜开启, P M O S PMOS PMOS 电流镜关闭, P M O S PMOS PMOS 电流源的电流 I n I_n In 流入下面的等比例电流镜,使 N M O S NMOS NMOS 输入差分对电流加倍,进而 N M O S NMOS NMOS 输入管的跨导加倍。同理,当输入电流接近低电源轨时, N M O S NMOS NMOS 输入差分对关闭, N M O S NMOS NMOS 电流镜关闭, P M O S PMOS PMOS 电流镜开启, N M O S NMOS NMOS 电流源的电流 I p I_p Ip 流入上面的等比例电流镜,使得PMOS输入差分对的电流加倍,进而PMOS输入管的跨导加倍。

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(2)电路结构2:基于1:3电流镜实现恒定跨导

   N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 输入差分对的总跨导可以表示为
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  为了保证切换电路切换状态总跨导 g m , t o t g_{m,tot} gm,tot保持不变,根据 √ 1 + √ 1 = √ 0 + √ 4 √1+√1=√0+√4 √1+√1=√0+√4可知,若一项为0,只需让另一项根号内的项乘以四倍即可,很明显,使电流变为原来的四倍更方便。

  为了实现电流倍增的功能,可以采用下图所示电路,电路由两个完全NP对称的结构组成,分别包含“输入差分对”和对应的 “x3电流镜” 其中 V r n V_{rn} Vrn V r p V_{rp} Vrp 是固定的参考电压,当输入共模电压 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2 附近时, N M O S NMOS NMOS 差分对和 P M O S PMOS PMOS 差分对同时工作,流过对应差分对的电流均为 I B I_B IB,晶体管 M r n M_{rn} Mrn M r p M_{rp} Mrp 均关闭,此时“x3电流镜”不工作;随着输入共模电压 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 的降低, N M O S NMOS NMOS 差分对关闭, V i n , c m < V r p V_{in,cm} < V_{rp} Vin,cm<Vrp,电流 I B I_B IB 完全流入 M r p M_{rp} Mrp 控制的 “x3电流镜” 中,此时流入PMOS差分对管的电流变为原来的4倍;当 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D V_{DD} VDD时, M r n M_{rn} Mrn 开启, M r p M_{rp} Mrp 关闭,此时 P M O S PMOS PMOS 差分对关闭,流入 N M O S NMOS NMOS 差分对管的电流变为原来的4倍。对应的总跨导如(右)图所示。

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  没错,电路结构可以一样,不同的是偏置电路有点区别。1:3电流镜 仍然可以实现恒定跨导,仿真结果如图2.5所示。
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(3)其他结构

  上述两种结构,实现轨到轨输入运放的本质是电流倍增,除了使用电流镜+开关管的结构,还可以采用齐纳二极管实现电流切换,齐纳二极管的 V / I V/I V/I 特性如图2.6(左)所示,当齐纳二极管反向击穿时,电流将会发生突变,而二极管两端压降几乎维持恒定,如图2.6(右)所示,通过MOS管可实现类似功能,当 V G S > V T V_{GS} > V_T VGS>VT 时, I D S I_{DS} IDS V G S V_{GS} VGS 发生变化,通过合理的电路设计,可以应用到轨到轨输入的实现中。

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  基于二极管特性的RTR输入放大器如图2.7所示。
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  电路中作为二极管的MOS尺寸是输入跨导管的6倍,因此通过的电流也为跨导管的6倍,下面分析三种极端情况。首先,如果输入共模电压 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2,此时经过跨导管的电流和MOS二极管的电流分别为 I B I_B IB 6 I B 6I_B 6IB ;如果 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D V_{DD} VDD,此时PMOS跨导管关闭,这也就意味着MOS二极管支路也会关闭,此时PMOS电流源进入深线性区,NMOS电流源大小为 8 I B 8I_B 8IB 的电流被NMOS跨导管均分,也即NMOS跨导管的电流为 4 I B 4I_B 4IB ,实现了电流1:3倍增;最后,如果 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近VDD/2,同理,此时PMOS跨导管子实现了电流1:3倍增。很明显,MOS二极管的转折特性不如齐纳二极管,可以通过“源极跟随器+放大器”的对称结构,放大MOS二极管两端的电压,从而实现跨导转折可控,如图2.7(右)所示。

(4)另一种基于电流镜的RTR输入级

  根据1:1电流镜实现恒定跨导可知,处于弱反型的MOS管,其跨导正比于电流,因此在整个轨到轨共模输入范围内,维持电流恒定则可实现跨导恒定。考虑到PMOS和NMOS的衬底类型、掺杂浓度、体效应和工艺差异,实际要考虑器件的因子 n n n,处于弱反型区的NMOS和PMOS跨导可以表示为:
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  考虑到n因子后,为实现恒定跨导,需要在电流上补偿 n n n 因子的差异,电路如图2.8所示
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  仍然考虑三种情况。

  ① 输入共模电压 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V r e f V_{ref} Vref 时,NMOS电流源 4 I B 4I_B 4IB的电流,其中 2 I B 2I_B 2IB 流向电流反馈环路中,所以NMOS跨导管流过的电流为 I B I_B IB,PMOS跨到管流过的电流为 ( n n / n p ) ∗ I B (n_n/n_p)*I_B (nn/np)IB
  ② 当 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D V_{DD} VDD时,PMOS输入管关闭, 4 I B 4I_B 4IB的电流全部流入NMOS跨导管,实现电流倍增,跨导稳定;
  ③ 当 V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V S S V_{SS} VSS时,NMOS输入管关闭, 4 I B 4I_B 4IB 的电流全部流入电流反馈环中,流过PMOS输入管的电流为 ( n n / n p ) ∗ 2 I B (n_n/n_p)*2I_B (nn/np)2IB实现电流倍增,跨导稳定;

(5)基于电流反馈环路的RTR输入级

  该结构同样要求晶体管工作在弱反型区,通过电流反馈环路使通过 P M O S PMOS PMOS 输入管和 N M O S NMOS NMOS 管的的总电流保持恒定,从而确保总跨导恒定。电流反馈环如图2.9所示。
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  通过将 I B n + ( n n / n p ) ∗ I B p I_{Bn}+(n_n/n_p)*I_{Bp} IBn+(nn/np)IBp 4 I B 4I_B 4IB 比较,误差电流对Cc充电后,获得稳定的控制信号 V S V_S VS ,随后 V S V_S VS 和反相后的 V S V_S VS 分别控制 P M O S PMOS PMOS 电流源和 N M O S NMOS NMOS 电流源,调整其电流大小,最终保持 I B n + ( n n / n p ) ∗ I B p = 4 I B I_{Bn} + (n_n/n_p)*I_{Bp} = 4I_B IBn+(nn/np)IBp=4IB。通过“复制”的方式获得每个输入对的总电流,如图2.10所示。
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  其中左边的互补差分对是有效放大器的部分,而右边则是复制电流源,其作用仅仅是为了产生一个理想偏置电流,一个电路实例如图2.11所示。
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  电路最左边是电流求和电路,通过将“复制偏置电路”的电流2IBn+(nn/np)*2IBp与4IB比较,获得的控制信号调节复制管电流源的栅极,最终维持 2 I B n + ( n n / n p ) ∗ 2 I B p = 4 I B 2I_{Bn} + (n_n/n_p)*2I_{Bp} = 4I_B 2IBn+(nn/np)2IBp=4IB ,实际放大器的电流源取自相同的控制信号,进而实现全电压范围内输入跨导维持恒定,实现轨到轨输入级。该方式不接触放大器的敏感节点,是一种较为理想的方式。

(6)基于双环结构的RTR输入级

  根据电源电压的高低,电路可能有两种情况。

  第一种情况: V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D V_{DD} VDD V S S V_{SS} VSS 时, N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 差分对仅有一个工作; V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2 时,NMOS和PMOS差分对全部正常工作。此时NMOS和PMOS差分对的工作切换过程分别发生在 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2 两侧,此时 g m g_m gm的波形如图2.12(左)所示。

  第二种情况: V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D V_{DD} VDD V S S V_{SS} VSS 时, N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 差分对仅有一个工作; V i n , c m V_{in,cm} Vin,cm 接近 V D D / 2 V_{DD}/2 VDD/2 时, N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 差分对恰好处于工作切换区域,此时 g m g_m gm 的波形如图2.12(右)所示。

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  很明显后者拥有更小的 g m g_m gm 波动,但实际情况是,电源电压往往不能随意指定,为了使电路呈现处第二种情况,使“内部电源”自动保持在准确的交叠状态,如图2.13所示。

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  为了实现 P / N P/N P/N 准确交叠,可以通过反馈实现,通过一个低压差稳压器保证最小内部电源电压,即 V D D = V G S n + V D S s a t n + V G S p + V D S s a t p V_{DD} = V_{GSn} + V_{DSsatn} + V_{GSp} + V_{DSsatp} VDD=VGSn+VDSsatn+VGSp+VDSsatp ,电路如图2.14所示。

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  电路中电流偏置 I B n I_{Bn} IBn I B p I_{Bp} IBp 来自于另一个反馈环路,可以确保 N M O S NMOS NMOS P M O S PMOS PMOS 跨导管恰好工作在一半电流状态,这样生成的电源电压才是预期的电源电压,如图2.14所示。

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  至此,通过电流反馈环路和电压反馈环路结合的双环结构,便可获得可以使P/N跨导管准确交叠的电源电压,再通过如前文所示的轨到轨输入级,保证电流和跨导在整个输入范围保持均衡即可,一个电路如图2.15所示

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(7)其他结构

  略,篇幅略长。但是内容略多且复杂,后续有需要再深入。

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