前言：
汽车电池端子在启动或者保养过程中被反接，如果对这些故障不能及时处理，就可能导致ECU或供电设备被损坏；此外在供电过程中电压也存在不稳定的情况。在EMC测试中ISO16750和ISO7637也会有负电压的情况。
肖特基二极管和 P 沟道 MOSFET (P-FET) 广泛应用于汽车电源系统设计，以实现电池反向保护和汽车电气瞬态保护；同时汽车前端保护的智能二极管控制器也正在广泛应用。
一：采用肖特基进行前端保护
肖特基二极管提供了最简单的反极性保护，正常工作时肖特基二极管导通，如果施加反向电压D1将停止导通。
二极管具有恒定的正向压降，随着电流的增大消耗的功率也会随着增大；导致二极管发热严重。一般适用小电流应用。
二：采用P-MOSFET进行前端保护
PMOS常被用来实现反极性保护，压降小功耗低。
电流首先流过PMOS体二极管，源极(S)和漏极(D)电压接近电池电压VBATT，此时栅极电压接近0。PMOS导通电流从漏极到源极。稳压二极管可以保护栅源电压Vgs不超过额定电压。
当系统出现反极性时，稳压二极管D1正向导通,Vgs电压0.7V，此时Q1关断，可以保证系统免收反极性电压造成的损坏。
P-FET 只需将其栅极引脚拉低即可实现自偏置，但这意味着 P-FET 的冷启动性能较差（低 VBATT 操作）。在严重冷启动期间（ VBATT 降至 4V 以下），P-FET 的串联电阻会急剧增加。这会增大 P-FET 两端的压降。在冷启动期间，如果 P-FET 关断，高栅源阈值 (VTH) 甚至会导致系统重置。
PMOS防反极性需要增加一个防护电路，稳压管D1和限流电阻R1，避免gs超过额定电压，此时会增加系统静态电流
三：采用智能理想二极管控制器实现前端保护
以上两种方法很难满足小尺寸、低成本、高效率和多功能性。只能理想二极管控制器可以满足这些要求。
NMOS必须放置在高端，智能二极管也从高端获取电源。内部电源必须要超过电池电压才能导通NMOS，实现的方法有电荷泵和Boost电路两种方式。
3.1 电荷泵
用四个开关（S1、S2、S3和S4）实现电荷泵的工作原理。CT具有快速充电和放电的低值电容。CCP 是具有大负载能力的高值电容。当PWM为高时S3和S4导通给CT充电。PWM为低时S1和S2导通（S3、S4关闭）电荷泵电容 (CCP) 由 CT充电。
四个开关（S1、S2、S3和S4）频繁的切换，不断的将CT上的电充到CCP，CCP的负极连接到电池电压 (VBATT)，因此N-FET可以被超过 VBATT的电压驱动。
电荷泵效率低，驱动电流能力弱。通常只有10mA到30mA的上拉电流。当 VBATT 快速波动时（当输入中叠加了ISO 16750-2标准高频交流信号时，如图6所示），极易产生栅极驱动脉冲丢失、栅极驱动脉冲不断导通等异常现象。
如果栅极驱动不断导通，NMOS保持导通需要CCp频繁充放电，会导致过热。如果栅极驱动脉冲丢失，N-FET保持关断状态，电流由其体二极管传导，这将导致大量的热损耗。
此外，尽管电荷泵没有电感，但电荷泵电路为电容式开关电源，其效率较低，需要极高的工作频率 (fSW)。通常， CT 的集成电容较小（在pF范围内）， CCP 的外部电容较大（在µF范围内）。因此，电荷泵的 fSW 常超过10MHz，这会带来EMI问题和更高的 IQ。
3.2 Boost电源
升压变换器解决方案的工作原理。当 S1 导通时，电感由 VBATT充电，电感上的电流增大。一旦电感电流 (IL) 达到固定峰值电流阈值，S1 就会断开。 IL 继续流过二极管 (D1) 并为电容 (C1) 充电。当 C1 上的电压超过 VBATT时，N-FET 栅极被拉高。
使用升压变换器驱动外部N-FET时，升压变换器的效率较高，可提供较大的驱动电流容量（超过100mA）和较快的输入干扰响应。因此对于大功率应用，建议采用集成了升压变换器的智能二极管控制器解决方案，这种方案同时还能实现良好的 VIN 整流效果。
此外，升压变换器采用固定峰值电流模式控制，这意味着其负载越轻， fSW也较低。由于 N-FET 仅消耗很少的电流，因此可实现具有超低 fSW 且几乎不存在 EMI 问题的解决方案
3.3 MPQ5850
MPQ5850-AEC1 是一款智能理想二极管控制器，可驱动外部 N-FET ，取代肖特基二极管或 P-FET 实现反向输入保护。该器件集成了内部升压电路，即使在低输入 VBATT条件下，也能提供升压电压导通外部 N-FET。
MPQ5850-AEC1 通过调制外部 N-FET 的栅极将源漏电压 (VSD) 调节至 20mV。其 20mV 超低压差可最大限度地减少功耗，并能够轻松检测到微小的负电流。
该器件还具有4μA 关断电流和 30μA IQ，因此是电池供电应用的理想选择。MPQ5850-AEC1 具有强大的栅极驱动能力（170mA 上拉和 430mA 下拉），可实现超快速瞬态响应，并满足严格的 ISO 16750 和 ISO 7637 要求，例如 4 类负脉冲和 100kHz 输入叠加高频交流信号。图 10 显示了部分测试波形
MPQ5850-AEC1 的内部电路由漏极电压 (VDRAIN) 而非 VBATT供电。如果 VDRAIN 超过其欠压锁定 (UVLO) 阈值，则 MPQ5850-AEC1 正常运行，即使在严重冷启动条件下，VBATT降至 0V时，也能正常工作。
如果 VDRAIN 降至 UVLO 阈值以下，MPQ5850-AEC1会将 GATE 引脚下拉至 SOURCE 引脚（也是 N-FET 的源极），直到储能电容上的电压放电至UVLO 阈值以下。这样，该器件就能够在临时低压瞬变（例如冷启动条件）期间最小化正向压降。图 11 显示了冷启动的测试波形。
MPQ5850-AEC1 还集成了开漏电源正常 (PG) 信号引脚，用于指示特定的状态，例如当升压电容失调、过流 (OC) 条件持续时间超过 17μs 或器件被禁用时。与此同时，内部升压采用低频、固定峰值电流模式控制器，这让 MPQ5850-AEC1 具有出色的 EMI 性能（见图 12）。
总结
就前端保护而言，肖特基二极管成本低、电路简单，可用于小电流应用；但随着电流的增大，该方案的功率和热损耗也越来越严重。对于较大电流应用，可以采用MOSFET电路，但应根据具体应用情况选择P-FET或N-FET。P-FET不能在低压下使用，也不能提供输入整流。
比较采用N-FET的两种方法，电荷泵驱动方案的整体BOM要求较低，因此可以降低成本；但其EMC性能较差，更适合小电流应用，例如汽车USB电源设备的大功率充电模块。升压变换器解决方案，例如MPQ5850-AEC1，具有强大的驱动能力和出色的EMC性能。这种解决方案可用于大电流和高性能环境，例如汽车域控制器和音频系统。
对上述不同解决方案进行了比较。
