实验参数

注释：
- M：每个天线板上每列具有相同极化的天线单元数
- N：每个天线版上的列数
- P：每个天线版上的极化数
- Mg：一列中的面板数
- Ng：一行中的面板数
- $d_v$：天线单元垂直方向的间距
- $d_H$：天线单元水平方向的间距
- CDL-D的时延扩展DS=10ns
- LOS分量的k因子为7dB

A：解调参考信号(DMRS)

DMRS放置在第3或第4个OFDM符号上，设备可以立即处理接收到得数据而不需缓冲，减小解码延迟，
增加时域DMRS密度，减少频域DMRS密度，因为信道在LOS信道环境中有频率平坦性

1 DMRS分配图

NR DMRS类型1，以及用于HST的DMRS 两个示例

2 实验结果图

figur3

在低码率为0.42~0.46情况下，DMRS Type1、HST Type1、HST Type2之间的性能比较

• 常量： 500km/h 、预编码循环、2D MMSE
• 变量：
  • Freq-first 、Time-first
  • DMRS Type1、HST Type1、HST Type2
  • MCS: QPSK、16QAM、64QAM
  • TBS：848、1672、2600
    

figur4

在高码率为0.59~0.60情况下，DMRS Type1、HST Type1、HST Type2之间的性能比较

• 常量： 500km/h 、预编码循环、2D MMSE
• 变量：
  • Freq-first 、Time-first
  • DMRS Type1、HST Type1、HST Type2
  • MCS: QPSK、16QAM、64QAM
  • TBS：848、1672、2600
    

3. 实验结论

• 低码率情况下，NR DMRS类型1会出错，HST Type1 Type2下，无论调制阶数如何，不会观察到错误，并且之间的性能差距小于1dB。
• 高码率情况下，NR DMRS类型1性能显著下降，在16QAM和64QAM下也如此，在所有调制方案中，HST Type1 Type2之间的BLER性能差距非常小
• 信道估计不能可靠的解码接收到的符号，因为含有DMRS的OFDM有时间距离，不能在其间正确插入数据符号的信道，因此H-Type DMRS比V-Type DMRS模式更适合HST场景。

B 映射资源元素。

在TB尺寸较大的情况下，可以将TB划分为多个码块，然后将每个码块分别以频率优先或时间优先的方式进行映射

1 映射图

Time first mapping，两个码块将具有相同的信道估计，可获得更好的信道估计增益;在Frequency first mapping的情况下，码块0的信道估计效果将优于码块1。对于码块0，在第三个OFDM符号中有DMRS，因此不需要外推。码块1，如果没有时隙间内插，对于最后两个OFDM符号来说，外插是必要的。Time first mapping优先适用于HST场景，这种标准在早期已经被讨论过，但并未被采用。我们将评估具有或不具附加频率分集方案的两种映射方法。

2 实验结果图

figure 6

没有预编码循环的时间优先映射和频率优先映射BLER

• 常量： DMRS Type1、500km/h 、无预编码循环、2D MMSE、TBS=1000、16QAM
• 变量：
  • Freq-first 、Time-first
  • 信道：Real、Ideal
    

figure 7

预编码循环的时间优先映射和频率优先映射BLER

• 常量： DMRS Type1、500km/h 、预编码循环、2D MMSE、TBS=1000、16QAM
• 变量：
  • Freq-first 、Time-first
  • 信道：Real、Ideal
    

3. 实验结论

• 没有预编码器循环，在理想和实际信道估计中，时间优先映射始终比频率优先映射具有更好的性能。
• 通过预编码器循环，在实际信道估计种，时间优先映射比频率优先映射有更好的 BLER 性能。然而，在理想信道估计的情况下，时间优先映射和频率优先映射之间没有 BLER 性能差异
• 根据评估结果，我们推测因为在具有预编码器循环的理想信道估计中，两种映射方法之间没有性能差异，预编码器循环的频率分集增益补偿了模拟环境中时间优先映射的时间分集增益。

figure8

在预编码循环和 HST DMRS类型，Freq-first 于Time-first性能比较

• 常量： 500km/h 、预编码循环、2D MMSE、TBS=10000、16QAM、信道：Real
• 变量：
  • Freq-first 、Time-first
  • HST Type1、HST Type2
    

3 补充结论

• 无论RE映射方式如何，两个码块有相同的DMRS模式。所以应用图2中的H DM-RS，信道估计增益会减小。
• Time-First：因为要推迟代码块的数据解码，直到完成时隙所有OFDM符号的接收，所以数据处理延迟会增加。
• Freq-First：可以根据OFDM符号接收顺序对每个代码块进行解码，前提OFDM种包含代码块。

C μ

大的子载波间隔导致短OFDM符号对于快速变化的衰落信道具有鲁棒性，为了减轻高速环境中多普勒效应，需要更大的子载波间隔。

1 实验结果图：

figure 9

120KHz和240KHz在低数据速率0.42~0.46之间的性能比较。

• 常量：500km/h 、预编码循环、2D MMSE、DMRS Type1
• 变量：
  • TBS：848、1672、2600
  • SCS：120kHz、240kHz
  • MCS：QPSK、16QAM、64QAN
    

figure 10

120KHz和240KHz在高数据速率0.59~0.60之间的性能比较。

• 常量：500km/h 、预编码循环、2D MMSE、DMRS Type1
• 变量：
  • TBS：848、1672、2600
  • SCS：120kHz、240kHz
  • MCS：QPSK、16QAM、64QAN
    

2 结论

• 在 120 kHz 子载波间隔的情况下，可以在 16QAM 和 64QAM 等高阶调制中观察到错误。
• 在当前的 NR DM-RS 模式中，无论调制阶数如何，都不存在错误。
• 尽管引入新的子载波间隔，240 kHz 由于采样时间减少而需要减少数据传输和接收的处理时间，但它不需要修改当前的 NR DM-RS 结构以适应高速环境。

参考文献：Consideration on Physical Layer Aspects of NR Systems in HST Scenarios