10.6 开关型稳压电路

线性稳压电路具有结构简单、调节方便、输出电压稳定性强、纹波电压小等优点。但是，由于调整管始终工作在放大的状态，自身功耗较大；故效率较低，甚至仅为 $30\%\sim40\%$ 。而且，为了解决调整管散热问题，必须安装散热器，这就必然增大整个电源设备的体积、重量和成本。
如果调整管工作在开关状态，那么当其截止时，因电流很小（为穿透电流）而管耗很小；当其饱和时，因管压降很小（为饱和管压降）而管耗也很小；这将可以大大提高电路的效率。开关型稳压电路中的调整管正是工作在开关状态，并因此而得名，其效率可达 $70\%\sim95\%$ 。

一、开关型稳压电路的发展及分类

开关型稳压电路的发展依赖于半导体器件和磁性材料的发展。随着电子工业的发展，高频率、高耐压、大功率开关管问世。20 世纪 70 年代以来，无工频电源变压器的开关型稳压电源在世界各工业化国家中已普及成为商品，电路可直接从电网电压整流供电，更显现突出的优越性。因此，以其自身功耗小、体积小、重量轻，得到越来越广泛的使用，尤其适用于大功率且负载固定、输出电压调节范围不大的场合。到了 80 年代，开关电源技术不断有新的突破，出现了许多不同种类的开关稳压电源。
按调整管与负载的连接方式可分为串联型和并联型。
按稳压的控制方式可分为脉冲宽度调制型（PWM）、脉冲频率调制型（PFM）和混合调制（即脉宽-频率调制）型。
按调整管是否参与振荡可分为自激式和他激式。
按使用开关管的类型可分为晶体管、VMOS 管和晶闸管型。
本节主要介绍采样双极型管作为开关管的串联开关型稳压电源和并联开关型稳压电路的组成和工作原理。

二、串联开关型稳压电路

1、换能电路的基本原理

开关型稳压电路的换能电路将输入的直流电压转换成脉冲电压，再将脉冲电压经 $L C$ 滤波转换成直流电压，图10.6.1（a）所示为基本原理图。输入电压 $U_I$ 是未经稳压的直流电压；晶体管 $T$ 为调整管，即开关管； $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为矩形波，控制开关管的工作状态；电感 $L$ 和电容 $C$ 组成滤波电路， $D$ 为续流二极管。

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当 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为高电平时， $T$ 饱和导通， $D$ 因承受反压而截止，等效电路如图（b）所示，电流如图中所标注；电感 $L$ 存储能量，电容 $C$ 充电；发射极电位 $u_{\scriptscriptstyle E}=U_I-U_{CES}\approx U_I$ 。当 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为低电平时， $T$ 截止，此时虽然发射极电流为零，但是 $L$ 释放能量，其感应电动势使 $D$ 导通，等效电路如图（c）所示；与此同时， $C$ 放电，负载电流方向不变， $u_{\scriptscriptstyle E}=-U_D\approx0$ 。
根据上述分析，可以画出 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 、 $u_{\scriptscriptstyle E}$ 、电感上的电压 $u_{\scriptscriptstyle L}$ 和电流 $i_{\scriptscriptstyle L}$ 以及输出电压 $u_{\scriptscriptstyle O}$ 的波形，如图10.6.2所示。为使问题简单起见，图中将 $i_{\scriptscriptstyle L}$ 折线化。在 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的一个周期 $T$ 内， $T_{\textrm{on}}$ 为调整管导通时间， $T_{\textrm{off}}$ 为调整管截止时间，占空比 $q=T_{\textrm{on}}/T$ 。
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在换能电路中，如果电感 $L$ 数值太小，在 $T_{\textrm{on}}$ 期间储能不足，那么在 $T_{\textrm{off}}$ 还未结束时，能量已放尽，将导致输出电压为零，出现台阶，这是绝对不允许的。同时为了使输出电压的交流分量足够小， $C$ 的取值应足够大。换言之，只有在 $L$ 和 $C$ 足够大时，输出电压 $U_{O}$ 和负载电流 $I_O$ 才为连续的， $L$ 和 $C$ 愈大， $U_O$ 的波形愈平滑。由于输出电流 $I_O$ 是 $U_I$ 通过开关调整管 $T$ 和 $L C$ 滤波电路轮流提供，通常脉动成分比线性稳压电源要大一些，这是开关型稳压电路的缺点之一。
若将 $u_{\scriptscriptstyle E}$ 视为直流分量和交流分量之和，则输出电压的平均值等于 $u_{\scriptscriptstyle E}$ 的直流分量，即 $U_O=\frac{T_{\textrm{on}}}{T}(U_I-U_{CES})+\frac{T_{\textrm{off}}}{T}(-U_D)\approx\frac{T_{\textrm{on}}}{T}U_I$ 可以写为 $U_O\approx qU_I\kern 40pt(10.6.1)$ 改变占空比 $q$ ，即可改变输出电压的大小。

2、串联开关型稳压电路的组成

在图10.6.1所示的换能电路中，当输入电压波动或负载变化时，输出电压将随之增大或减小。如果能在 $U_O$ 增大时减小占空比，而在 $U_O$ 减小时增大占空比，那么输出电压就可获得稳定。将 $U_O$ 的采样电压通过反馈来调节控制电压 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的占空比，就可以达到稳压的目的。由此而构思的串联型开关稳压电源的结构框图如图10.6.3所示。它包括调整管及其开关驱动电路（电压比较器）、采样电路、三角波发生电路、基准电压电路、比较放大电路、滤波电路（电感 $L$ 、电容 $C$ 和续流二极管 $D$ ）等几个部分。

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与图10.6.1所示电路相同，若所有的开关和滤波元件都是无损耗的，根据能量守恒原理，输出电压 $U_O$ 与输入电压 $U_I$ 之间也有如下关系： $U_O\approx\frac{t_{\textrm{on}}}{T}U_I=qU_I$

3、串联开关型稳压电路的工作原理

基准电压电路输出稳定的电压，采样点压 $U_{N1}$ 与基准电压 $U_{REF}$ 之差，经 $A_1$ 放大后，作为由 $A_2$ 组成的电压比较器的阈值电压 $U_{P2}$ ，三角波发生电路的输出电压与之相比较，得到控制信号 $u_{\scriptscriptstyle B}$ ，控制调整管的工作状态。
当 $U_O$ 升高时，采样电压会同时增大，并作用于比较放大电路的反相输入端，与同相输入端的基准电压比较放大，使放大电路的输出电压减小，经电压比较器使 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的占空比变小，因此输出电压随之减小，调解结果使 $U_O$ 基本不变。上述过程可简述如下：在这里插入图片描述
当 $U_O$ 因某种原因减小时，与上述变化相反，即
图10.6.4所示为三角波 $u_{\scriptscriptstyle N2}$ 和 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的波形，与图10.6.2所示波形对照，可以进一步理解开关型稳压电路的工作原理。当采样电压 $u_{\scriptscriptstyle N1}<U_{REF}$ 时，占空比大于 $50\%$ ；当 $u_{\scriptscriptstyle N1}>U_{REF}$ 时，占空比小于 $50\%$ ；因而改变 $R_1$ 与 $R_2$ 的比值，可以改变输出电压的数值。

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应当指出，由于负载电阻变化时影响 $L C$ 滤波电路的滤波效果，因而开关型稳压电路不适用于负载变化较大的场合。
从对图10.6.3所示电路工作原理的分析可知，控制过程是在保持调整管开关周期 $T$ 不变的情况下，通过改变开关管导通时间 $T_{\textrm{on}}$ 来调解脉冲占空比，从而达到稳压目的，故称之为脉宽调制型开关电源。目前有多种脉宽调制型开关电源的控制芯片，有的还将开关管也集成于芯片之中，且含有各种保护电路，因而图10.6.3所示电路可简化成图10.6.5所示电路。

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调解脉冲占空比的方式还有两种，一种是固定开关调整管的导通时间 $T_{\textrm{on}}$ ，通过改变振荡频率 $f$ （即周期 $T$ ）调节开关管的截止时间 $T_{\textrm {off}}$ 以实现稳压的方式，称为频率调制型开关电源。另一种是同时调整导通时间 $T_{\textrm{on}}$ 和截止时间 $T_{\textrm{off}}$ 来稳定输出电压的方式，称为混合调制型开关电源。

三、并联开关型稳压电路

串联开关型稳压电路调整管与负载串联，输出电压总是小于输入电压，故称为降压型稳压电路。在实际应用中，还需要将输入直流电源经稳压电路转换成大于输入电压的稳定的输出电压，称为升压型稳压电路。在这类电路中，开关管常与负载并联，故称之为并联开关型稳压电路；它通过电感的储能作用，将感生电动势与输入电压相叠加后作用于负载，因而 $U_O>U_I$ 。
图10.6.6（a）所示为并联开关型稳压电路中的换能电路，输入电压 $U_I$ 为直流供电电压，晶体管 $T$ 为开关管， $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为矩形波，电感 $L$ 和电容 $C$ 组成滤波电路， $D$ 为续流二极管。

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$T$ 管的工作状态受 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的控制。当 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为高电平时， $T$ 饱和导通， $U_I$ 通过 $T$ 给电感 $L$ 充电储能，充电电流几乎线性增大； $D$ 因承受反压而截止；滤波电容 $C$ 对负载电阻放电，等效电路如图（b）所示，各部分电流如图中所标注。当 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 为低电平时， $T$ 截止， $L$ 产生感生电动势，其方向阻止电流的变化，因而与 $U_I$ 同方向，两个电压相加后通过二极管 $D$ 对 $C$ 充电，等效电路如图（c）所示。因此，无论 $T$ 和 $D$ 的状态如何，负载电流方向始终不变。
根据上述分析，可以画出控制信号 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 、电感上的电压 $u_{\scriptscriptstyle L}$ 和输出电压 $u_{\scriptscriptstyle O}$ 的波形，如图10.6.7所示。从波形分析可知，只有当 $L$ 足够大时，才能升压；并且只有当 $C$ 足够大时，输出电压的脉动才可能足够小；当 $u_{\scriptscriptstyle B}$ 的周期不变时，其占空比愈大，输出电压将愈高。