任何电子产品都离不开电源的设计，其中DCDC是使用频率最高的。

DCDC共分三种，降压电路，升压电路，升降压电路,常用的是前两种。

BUCK:

此拓扑结构几乎是所有DCDC降压电路的模型

原理分析：

1、开关管导通时，环路由Vi，S，L，C构成。 此时负载由Vi供电，Vi同时还对电感L进行充电；

2、开关管断开时，环路由L，C，D构成。S断开时， （电感的作用：根据公式I=C*du/dt,电容电压发生突变，dt则无穷小，电流则无穷大。为了抑制电流我们加入电感，因为电感的电流不可以突变的特性，很好的抑制了通过电容的电流）由于电感L的电流不能突变，在电感两端产生感应电压，感应电压继续给负载供电，通过二极管D形成回路。（二极管的作用：若无二极管，当MOS管关闭时，输出端没有电流流过，违背了电感的电流不能突变的原则。为了持续产生电流，反接一个续流二极管，产生一个放电回路的同时，又可以防止其短路）

器件分析：

1、S，产品PWM波的关键器件，如果断路，输出电压为0V；如果短路，输出电压为Vi，将烧毁负载元器件；（实际应用中此处为mos管）

2、L，降压的核心器件，如果断路，输出电压0V；如果短路，输出电压为Vi，将烧毁负载元器件；

3、C，稳定输出电压的作用；

4、D，续流二极管，开关管断开时，给L的的续流提供回路，如果断路，输出电压出现尖峰，偏低等；如果短路，将损坏开关管。（同步Buck电路即：用mos管替代此处的二极管）

原理设计分析：

分析发现，输出电压与PWM的占空比有关，占空比越大，开关管截至时间越长，VI供电的时间越长，输出电压越高， 公式如下： Vo = Vi*D。 D为占空比，通常取值0.2至0.8。

PCB设计分析:

原则，使环路最小，环路越小，辐射越小。（Buck电路输入环路比较重要）

BOOST:

此拓扑结构几乎是所有DCDC升压电路的模型。

原理分析：

1、开关管导通时，环路由Vi，L，S构成。 此时Vi对L充电，负载由C供电；

2、开关管断开时，环路有Vi，L，D，C构成。S断开时，由于电感L的电流不能突变，在电感两端产生感应电压，感应电压与Vi合在一起给负载供电，同时对C充电。

器件分析：

1、S，产品PWM波的关键器件，如果断路，输出电压为Vi；如果短路，电感烧毁；

2、L，升压的核心器件，如果断路，输出电压0V；如果短路，电源将短路；

3、C，稳定输出电压的作用，由于S导通时，完全由C给负载供电，所以C需要的容值比较大，否则，纹波很大；

4、D，整流二极管，如果断路，输出电压0V；如果短路，输出不稳定。

原理设计分析：

分析发现，输出电压与PWM的占空比有关，占空比越大，开关管截至时间越长，Vi与L的感应电压供电的时间越长，输出电压越高， 公式如下： Vo = Vi*(1/(1-D))。   Dmax = 0.9， Vomax = 10*Vi

PCB设计分析:

原则，使环路最小，环路越小，辐射越小。（Boost电路输出环路比较重要）

DC/DC电源指直流转换为直流的电源，从这个定义上看，LDO(低压差线性稳压器)芯片也应该属于DC/DC电源，但一般只将直流变换到直流，且这种转换是通过开关方式实现的电源称为DC/DC电源。

一、工作原理

要理解DC/DC的工作原理，首先得了解一个定律和开关电源的三种基本拓扑(不要以为开关电源的基本拓扑很难，你继续往下看)。

1、电感电压伏秒平衡定律

一个功率变换器，当输入、负载和控制均为固定值时的工作状态，在开关电源中，被称为稳态。稳态下，功率变换器中的电感满足电感电压伏秒平衡定律：对于已工作在稳态的DC/DC功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在该电感上的反向伏秒。

伏秒平衡方程推算过程：

电感的基本方程为：V(t)=L*dI(t)/dt,即电感两端的电压等于电感感值乘以通过电感的电流随时间的变化率。

根据上述方程，可得dI(t)=1/L∫V(t)dt,对于稳态的一个功率变换器，其应保证在一个周期内电感中的能量充放相等，反映在V-t图中即表示在一个周期内其面积之和为0，所以得出电感电压伏秒平衡定律。

扩展资料：

1、当一个电感突然加上一个电压时，其中的电流逐渐增加，并且电感量越大，其电流增加越慢；

2、当一个电感上的电流突然中断，会在电感两端产生一个瞬间高压，并且电感量越大该电压越高；

3、电容的基本方程为：I(t)=dV(t)/(C*dt)，当一电流流经电容时，电容两端电压逐渐增加，并且电容量越大电压增加越慢；

2、开关电源三种基本拓扑

2.1、BUCK降压型

图1 BUCK型基本拓扑简化工作原理图

图2 电感V-t特性图

BUCK降压型基本拓扑原理如图1所示，其电感L1的V-t特性图如图2。

当PWM驱动MOS管Q1导通时，忽略MOS管的导通压降，此时电感两端电压保持不变为Vin-Vo，根据电感的基本方程：V(t)=L*dI(t)/dt,电感电流将呈线性上升，此时电感正向伏秒为：V*Ton=(Vin-Vo)*Ton。

当PWM驱动MOS管Q1截至时，电感电流经过续流二极管D1形成回路(忽略二极管压降)且电感电流不发生突变，同样电感两端电压也保持不变为Vo,方向与(Vin-Vo)相反，电感电流呈线性下降，此时电感反向伏秒为：V*Toff=Vo*(Ts-Ton)，Ts为PWM波形周期。

根据电感电压伏秒平衡定律可得：(Vin-Vo)*Ton =Vo*(Ts-Ton)

即Vo=D*Vin (D为占空比)

2.2、BOOST升压型

图3 BOOST型基本拓扑简化工作原理图

图3是BOOST升压型基本拓扑的简化原理图，其分析方法和BUCK电路分析类似。

当PWM驱动MOS管导通时，此时电感的正向伏秒为：Vin*Ton;

当PWM驱动MOS管截至时，此时电感的反向伏秒为：(Vo- Vin)*(Ts-Ton)。

根据电感电压伏秒平衡定律可得：Vin*Ton =(Vo- Vin)*(Ts-Ton)

即Vo=Vin/(1-D)

2.3、BUCK-BOOST极性反转升降压型

图4 BUCK-BOOST型基本拓扑简化工作原理图

BUCK-BOOST电路分析方法和上面两种类型的基本拓扑分析方法相同，当MOS管导通时，电感的正向伏秒为：Vin*Ton；当MOS管截止时，电感的反向伏秒为：-Vo*(Ts-Ton)。

根据电感电压伏秒平衡定律可得：Vin*Ton =-Vo*(Ts-Ton)

即Vo=-Vin*(D/(1-D))

扩展资料

1、DC/DC电源芯片主要是通过反馈电压与内部基准电压的的比较，从而调节MOS管的驱动波形的占空比，来保证输出电压的稳定。

2、同步整流技术

　　由于二极管导通时多少会存在管压降，因此续流二极管所消耗的功率将会成为DC/DC电源主要功耗，从而严重限制了DC/DC电源芯片效率的提高。为解决该问题，以导通电阻极小的MOS管取代续流二极管，然后通过控制器同时控制开关管和同步整流管，要保证两个MOS管不能同时导通，负载将会发生短路。

图5 带同步整流的BUCK电路

二、DC/DC电源调制方式

DC/DC电源属于斩波类型，即按照一定的调制方式，不断地导通和关断高速开关，通过控制开关通断的占空比，可以实现直流电源电平的转换。DC/DC电源的调制方式有三种：PWM方式、PFM方式、PWM与PFM的混合方式。

1.PWM(脉冲宽度调制)

PWM采用恒定的开关频率，通过调节脉冲宽度(占空比)的方法来实现稳定电源电压的输出。在PWM调制方式下，开关频率恒定，即不存在长时间被关断的情况。

优点：噪声低、效率高，对负载的变化响应速度快，且支持连续供电的工作模式。

缺点：轻负载时效率较低，且电路工作不稳定，在设计上需要提供假负载。

2.PFM(脉冲频率调制)

PFM通过调节开关频率以实现稳定的电源电压的输出。PFM工作时，在输出电压超过上阈值电压后，其输出将关断，直到输出电压跌落到低于下阈值电压时，才重新开始工作。

优点：功耗较低，轻负载时效率高且无需提供假负载。

缺点：对负载变化响应较慢，输出电压的噪声和纹波相对较大，不适合工作于连续供电方式。

三、DC/DC芯片的内部构造

接下来我们来看看DC/DC电源芯片内部的单元模块，并且给大家看看基本拓扑与电源芯片的联系，先来看一个图。

图6 DC/DC电源芯片内部构图

1、误差放大器：误差放大器的作用就是将反馈电压(FB引脚电压)与基准电压的差值进行放大，然后再用该信号去控制PWM输出信号的占空比。

2、温度保护：当温度高于限定值，芯片停止工作。

3、限流保护：如果电流比较器的电阻上的电流过大，输出就会降低，直到超过下限阈值，电源芯片就会出现打嗝现象。这个模式可以在输出发生短路的情况下很好地保护芯片，保护稳压管，一旦过流现象消除，打嗝也会消除。

4、软启动电路：用于电源启动时，减小浪涌电流，使输出电压缓慢上升，减小对输入电源的影响。

四、DC/DC电路的硬件设计参数选择标准

1.设置输出电压：先选择合适的R2,R2过小会导致静态电流过大，从而导致加大损耗；R2太大会导致静态电流过小，而导致FB引脚的反馈电压对噪声敏感，一般在datasheet中有推荐值范围参考。选定R2，根据输出电压计算R1的值，R1=((Vout-Vref)/Vref)*R2。

2.电感：电感的选择要满足直到输出最小规定电流时，电感电流也保持连续。在电感选取过程中需要综合考虑输出电流、纹波、体积等多个因素。较大的电感将导致较小的纹波电流，从而导致较低的纹波电压，但是电感越大，将具有更大的物理占用面积，更高的串联电阻和更低的饱和电流。一般在芯片的datasheet中会有相应的计算公式。

3.输出电容：输出电容的选择主要是根据设计中所需要的输出纹波的要求来进行选取。

电容产生的纹波:相对很小，可以忽略不计;

电容等效电感产生的纹波:在300KHz~500KHz以下，可以忽略不计；

电容等效电阻产生的纹波：与ESR和流过电容电流成正比，该电流纹波主要是和开关管的开关频率有关，基本为开关频率的N次谐波，为了减少纹波，让ESR尽量小。

一．同步Buck与异步Buck分类

异步Buck整流

 

同步Buck整流

 

由上图可以看出，同步整流和异步整流的区别就是MOS管代替了二极管。

其实BUCK的输出电流分成两个部分的，一个部分是来自电源，一个部分是来自异步电路中的这个二极管，只是同步电路把这个二极管用一个MOSFET给替代了，但是这个MOSFET的开和关需要和开关MOSFET保持一定的相位关系，大家习惯把这样的关系叫做同步模式。

    二极管因为有大约0.4V的压降，假设异步整流通过大电流的话，会产生较大的损耗（压降*大电流）。而MOS管的内阻一般为毫欧级别，同步整流会比异步整流损耗小的多,因此同步整流转换效率也会比异步整流高。

              

 

 

        但是，当负载较小时，阻抗大，负载电流会很小。异步整流的二极管会不连续工作，因为二极管的单向导通性，电流只能单方向流动，二极管的损耗反而降低了。但是由于不连续工作，开关电压将发生振铃。而同步整流下，在MOS管导通的情况下，电流可以双向流动。同步整流连续工作，损耗不会减小。但是开关电压不会产生振铃。

• 同步Buck与异步Buck优缺点对比

	同步Buck	异步Buck
优点	效率高，MOS管导通电阻一般毫欧级别。	价格便宜，同等条件下，肖特基二极管比MOSFET便宜。
缺点	成本高：本身成本及驱动电路成本。 控制复杂，需要额外的控制电路保证上下管同步工作。	效率低，二极管正向导通压降固定，锗管一般0.2~0.3V，硅管一般0.7V。当流经二极管的电流较大时，二极管损耗占比大。
适用场景	对效率要求高的应用。	输出电压比较高的场景，此时二极管压降占整体电压的比例较小。

上面提到的同步Buck的控制复杂，需要额外的驱动电路和控制电路保证电路正常工作，如果死区时间处理不当，有可能上下管直通，造成MOS管损坏。这是指电源控制器外接同步整流MOSFET的情况，对于内部集成了控制器，上下管的电源管理芯片，由于MOSFET的特性已知，控制和MOSFET集成，可以很好的解决上面提到的控制问题，不需要过多担心。以SCT2432为例，同步整流MOSFET集成在芯片内部，方便控制，稳定可靠同时节省PCB面积。

 

• 布局注意
• 

 

 

     

如图 4和图 5所示，在功率管关断期间，异步Buck通过外置的二极管进行续流，在这个阶段，芯片内部的地受到的干扰较小；而对于同步Buck，在这个阶段，续流电流流经芯片内部的地，芯片内部地受到的干扰大。异步Buck对于续流二极管的开通不需要控制，而同步Buck需要对同步整流MOSFET进行控制，如果地电平不稳定，会影响内部控制电路工作。同时，Buck电路在开关切换时，大的di/dt在PCB的寄生电感上会产生压降，形成谐振，而MOSFET的体二极管的反向恢复特性较差，不能像肖特基二极管那样快速恢复。因此，对于同步Buck的布局，地的设置需要区分模拟地和功率地，两个地实现单点连接。

图 6是SCT2432的EVM布局示例，可以看到，功率器件输入电容，输出电容，和对于异步Buck而言的续流二极管的地共用一块铜皮，这是功率地；模拟配置的外围器件反馈分压电阻，缓起电容等处于同一个地，这是模拟地。两个地只在芯片的GND管脚处单点连接。这样可以有效防止功率地上的变化干扰到模拟电路工作，大大提升了系统稳定性。

 

此外，由于同步Buck电源管理芯片将同步MOSFET集成到芯片内部，热更加集中，需要对散热合理规划。首先，将芯片放置在离热源较远的位置；其次，在顶层的地需要足够大，保证散热效果，地层放置地平面，芯片的散热焊盘下面打过孔阵列，保证对地平面的阻抗足够低，推荐采用直径为8mil的过孔。为了保证顶层的地面积足够大，Boot电容的走线可以放置在非顶层。

输出电感放置在离SW管脚近的位置，同时保证两者之间的连接线短而粗。输入的滤波电容放置在离VIN管脚和GND最近的位置（环路面积小），最大化减少寄生参数的影响。

• 同步Buck直接替换异步Buck工作异常解决方法

在同步Buck替换异步Buck时，存在不改PCB，直接P2P替换的情况。此时，如果PCB布局不合理，是存在替换完无法稳定正常工作的情形的。对于这样的情况，我们可以采取以下几种措施进行尝试，有机会不改PCB也能实现电源正常工作。

 

上图是一个不合理布局示例，可以看到输入和输出电容分别位于散热焊盘的两边，反馈的地和功率地直接相连，功率地和模拟地没有分离。下图是在这种布局情况下满负载工作的波形，可以看到输出电压是稳定的，但是SW点的开关波形是不稳定的，电路处于次稳态。

 

24VIN，5VOUT，3.5A输出电流波形

反馈下分压电阻并联1nF电容

在反馈下分压电阻旁并联1nF对地电容可以提升抗干扰能力，左下图是增加电容后的工作波形，可以发现SW的波形不再存在大小波的情况，工作频率稳定。

      

 

增加1nF对地电容后输出电流波形       将反馈分压电阻从53.6k/10.2k减小为5.36k/1.02k后工作波形

减小反馈分压电阻

如果原有的PCB布局时没有预留下分压电容位置，可以适当减小反馈分压电阻阻值，牺牲部分效率，增加反馈电流，增加反馈网络抗干扰能力，对于稳定系统也有帮助。上右图是分压电阻改为原来的十分之一后的工作波形，表明系统进入稳态。建议下分压电阻最小值不要小于1kΩ，否则增加的固定损耗过大，影响电源整体效率。

总结：

最重要的是进行模拟地和功率地的区分，采用单点接地模式。对于不合理PCB布局直接升级替换的情况，给出了增加下分压电阻并联1nF电容和减小分压电阻阻值的方法进行调整，有助于工程师减小工作量，快速实现非同步方案转同步方案。