硬件工程师-MOS管

MOSFET

场效应管 N管 P管

对标三极管 N管 P管

三极管具有功率放大的作用

MOSFET也具有功率作用，控制级的电流很小控制信号的内阻大

输出级的电流很大输出信号的内阻很小

三极管的缺点：流控流型器件

MOSFET的优点：压控压型，MOS管的导通只关注电压阈值

先对电容进行充电，充到阈值后，充电过程中是消耗电流和功耗的，当充电完成后，电容充满，则无电流。

DS等效电阻（Rdson）

上图，DS之间等效成一个可变电阻，这个可变电阻在关断期间，则阻值无穷大，在开通期间，则阻值无穷小。

在开通的时候，就算是很大的电流Id，DS直接等效电阻很小，功耗也很小。

在断开的时候，无穷大的电阻，则没有电流流过，没有功耗。

在选型的时候，如果电流很大，就要选择Rdson小的MOS管。 Rdson越小价格越贵。

MOS管 GS电容

GS电容上有一个阈值电压，当电压达到，MOS管导通。

当GS电容充满后，没有放电的话，电容没有电流，没有消耗，MOS管一直导通。

在导通的情况下，Rdson的阻值是最小的。反之截至，Rdson阻值是最大的。

MOS管的损耗

MOSFET的导通损耗 MOSFET的Rdson

Id电流是由负载决定的

MOS管体二极管

体二极管不是特意做出来的，MOS管的体二极管，方向跟Ids方向相反

正向定义：电流由D指向S 正方向

体二极管只能反方向导通

体二极管的反向钳位电压为0.7V，和普通二极管一样，实际钳位电压与通过的电流有一定的关系。二极管流过的电流越大，则钳位电压就越高。二极管有内阻，内阻*电流=压降，所以电流越大，二极管压降越高。

二极管的功耗问题：P=0.7V*流过二极管的电流，电流是由负载决定的。体二极管的功耗是很大的续流损耗：体二级管的电流一般是和Id接近或者相等的

讨论MOSFET的GS电容问题

我们使用的MOSFET实际上是由若干个小的MOSFET合成的

低压MOSFET和高压MOSFET的差异：

低压MOSFET:

负载功率相等3000W 电流内阻分析法

低压：24VDC 125A 内阻小多个管子并联，耐压很难做高，GS电容大

高压：310VDC 9.7A 内阻大

从电压角度比较分析：

从耐压来看：耐压高，则多个串内阻必然大 GS电容则小

耐压低多个并内阻小 GS电容大

MOSFET的Rdson

高压的MOSFET则Rdson大 Rdson几十毫欧比如五六十欧姆

低压的MOSFET则Rdson小 Rdson几毫欧比如三欧姆

MOSFET的GS电容

高压MOSFET的GS电容小

低压MOSFET的GS电容大

MOSFET的GS电容对管子开通特性的影响

相等的电荷数进行充电

相等的电流进行充电： GS电容大，则开通慢低压MOSFET开通慢

GS电容小，则开通快高压MOSFET开通开

MOSFET一个模拟器件它是压控压型，压控只要有电压，器件就导通，有电压不一定需要有电流。MOSFET有个 GS 电容，只要这个GS电容上有一定的电压后，DS的内阻就很小，不通的时候DS的内阻是无穷大，通的时候 DS 电阻是很小的，保证 GS 电压，DS 就通了，这叫压控压型。

而电压的控制是离不开电容，因为电容可以存储电压，对电容的充放电的电压幅值的控制，就是对电压的控制，

MOSFET管DS阻抗（Rdson）

DS 端的等效阻抗称之为 Rdson

MOSFET导通阈值

MOS 管的导通阈值有多种的，比如说 1V ，2V ，4.5V 都有。

大多数 MOS 管都选择 4.5V 导通阈值的。

为什么选择4.5V？一般地上是有干扰的

这个图反应了地上的干扰信号，干扰信号是有幅值的是吧，那么如果导通阈值越高，地上的干扰幅值是不是不会导致误触发啊？那么 4.5V 是不是抗干扰能力很强啊？比 1V，2V 强。

MOS管DS耐压

MOS 管的 DS 耐压也不一样，通常情况下，把耐压大于 100V 以上的叫做高压 MOSFET，低于 100V 的叫低压 MOSFET。

MOS管GS耐压

GS 之间也存在耐压，这个耐压值决定了，G 端的充电的源的电压不能高于 GS 的耐压值，一般情况下 GS 电压不要超过正负 20V。不同的管子GS 耐压有差异，绝大多数管子都能够支持耐压达到正负 20V。

充电源的电压一般选择不超过 15V

什么电压驱动MOSFET比较好？从饱和导通来说理论上讲 GS 的电压只要超过 4.5V 则 MOS 管饱和导通，从这个角度来说 5V 12V 15V 是没有区别的。实际上我们深入研究会发现，RdsOn 的最小值与 GS 电压的幅值是有关系的。

这个管子完全导通后，Rdson 的阻值是毫欧级别。上面的这跟黑线是代表这个管子已经饱和导通了。

上图表示，GS 的压差越大，Rdson 会越小，事实上，GS 电压的幅值在 8V 10V 12V 15V 对应的 Rdson 是有微小变化的

假设：有一个MOS管的Rdson标称值是3毫欧，这个指的是他能达到的最小值，这个最小值实际上是要求GS电压在12V以上。

从损耗的角度上来说，GS电压幅值选择15V是最好的，好处是MOSFET导通损耗最小。（电流得损耗功率 P=I^2*Rdson）

应用电路中，如果 Id 最大是 9A Gds 4.5v 我们想达到工作到最大 9 A Gds 选择 4.7v 或 5v 可以吗？在实际设计的时候。最好 Vgs 的电压需要远远高于 4.5V。这个是怕管子有差异。一致性不高。为了确保工作在饱和状态。Vgs 需要远远高于4.5V。建议至少是 8V 以上。

MOSFET导通电流

MOSFET 一般会标注 Rdson 及能够导通得电流。Rdson标注得越高，则能够导通得电流越小,一般得 Rdson 标注在欧姆级别，则电流在毫安级别最多上百毫安级别,一般用在用在信号控制里面。般得 rdson 标注毫欧级别的话，一般都是几十安培。

MOSFET导通的平台电压

从 t0 开始 MOS 的阻值由最大开始往下变化，到 t1 的时候。阻值已经十分小了，t1 时候可以认为这个管子已经饱和导通了，但是完全深度饱和与GS的压差有关系，GS的压差越大，饱和的深度就会越深，随着 8V 10V 12V 这样一直达到深度饱和。

t0 到 t1 是一个可变电阻，t 0往左 MOS 管工作再截止状态， t1 往后，MOS 管是工作再饱和状态，那么饱和和截止之间的区域是不是处于放大状态，图中的 t0-t1 之间是处于放大状态。

t0-t1 之间 Rdson 是急剧变化的，但是 Gs 电压是不变的，也就是说4.5V平台电压附近，MOSFET是处于放大区的是吧，远离4.5V，则是另外两个状态。

左边是开通过程，右边是关断过程，关断过程也有一个平台，整个平台区，Rdson 都在变化

t0-t1 之间 Rdson 是在急剧变小的， t3-t4 之间 Rdson是由小急剧变大的，但是电压却是不变的，

在这两个区域，MOSFET 都是处于放大状态的。

t1-t3 之间是处于饱和状态。

MOSFET 的温度。

这个图，温度越高，电流越小，是不是温度越高，Rds 越大，只有 Rds 大了，电流才会小。

这个图告诉我们，设计的时候要注意，说MOSFET 会有一个标定的额定最大值。

25 度和 100 度对应的电流一个是，11.5 A和一个是 6.9A。我们在设计的时候，肯定不能选最大电流值来进行选型，而应该在项目负载稳定后的温度对应下的 MOSFET 的电流，然后再放点余量。

比如：MOSFET工作2个小时后测得温度值，再放余量。

如果先不测 MOS 管温度，直接根据手册的 100 度，25 度的曲线，怎么选型 MOS 管？先按照 85 度选吧

MOS管的四大损耗

MOS 管存在四大损耗：开通损耗，关断损耗，导通损耗，续流损耗。

在 t3-t4 这段时间内，电流和电压是不是，不同时为 0，在这段时间内产生的这个损耗称为关断损耗。

开关损耗的计算：我们来看，二分之一电流和二分之一电压啊?我们取在 t0-t1 区间，我们可以取电压的一半和电流的一半来进行计算。这个叫二分之一法。功率实际上就是1/2Vbus 和*1/2 电流啊，P = 1/2Vbus*1/2 电流，我们取得是电压的平均值和电流的平均值。

我们来计算一下这个 P= 1/2Vbus*1/2Id，这个是损耗的功率，

实际发热量计算=损耗功率*平台时间，Q=1/2Vbus*1/2Id*T（平台时间）。

导通损耗=I^2*Rdson*t

续流损耗=U*I*t

关断损耗=1/2Vbus*1/2Id*t（平台时间）

接下来说一下平台时间

理想情况下，平台区域是不是没有振荡？实际上，我们控制过程中，平台区域往往是有振荡的。这里谈的是 Vgs 电压波形。

那平台区域出现了如图所示的振荡了，那么，这个区域的振荡是不是影响到Rdson 的阻值变化啊？那么实时上也影响了 Id 的变化了啊。

事实上，那么这个时候，MOS 管收到的冲击是很大的。这段区域是 MOS 管是最危险的区域，绝大多数 MOS 管坏都是在这个区域坏。

看下这个图啊，我们来看在 t0 时刻的左边，电流为零，压降是 Vbus，Rdson 的压降最大，但是电流为 0，那么乘积为 0 是吧，所以损耗为零。此时不管 Vbus 电压怎么变化，损耗为 0，所以 MOS 管是不发热的。

我们再来看 t1 时刻的右边，此时电流确实是最大的。但是， Rdson 的压降接近于 0 ，所以他们的乘积是一个很小的有限值。即使 Id 有很大的变化，由于压降接近于 0,他们的乘积也是一个有限的很小的一个值。

再 t0 的左边和 t1 的右边，MOS管的发热是很小的，不大，所以相对安全。

接下来，我们再来看 t0-t1 时刻之间，是什么样的变化啊？在 t0-t1 时刻之间，电流不能忽略，电压也不能忽略因此他们的乘积功率损耗更不能忽略。在此期间，无论是电压发生波动还是电流发生变化，都会对这个损耗产生很大的影响。因此，这个区域，一旦损耗发生变化，在晶圆内部就会发生温度的变化，在极短的时间内来不及散热，就会发生损坏。也可以这么说，在开关过程中， MOS 管的损耗，绝大多数损耗都是 MOS 管内部发生温度过高，热量来不及散到外部，导致 MOS 管在这段时间内发生热损坏了。

我们来谈谈平台区域的时间。

平台时间越长，MOS 管越来越热，反之，则 MOS 管不怎么热。

在 MOS 管的四大损耗中，先看一下导通损耗和续流损耗。当负载定了，负载电流是不是就定了啊？那么，导通损耗和续流损耗就定了是吧，一旦 MOS 管选型定了之后，则导通损耗和续流损耗就定了，这是我们工程师不能改变的。

但是我们开看下开关损耗。开关损耗是我们可以改变的，平台区的时间来改变它的损耗啊？那么，我们降低平台时间不就可以轻易降低 MOS 管的开关损耗了吗？进而降低 MOS 管的发热了是吧，那么我们来看，如果把 MOS 管的平台区域的时间降低会带来什么变化和影响啊？我们来看，假设平台区域降低一半。

我们来看，Id 和 VBUS 的上升和下降斜率会不会变得更陡了啊？图中 Vbus的时间缩短了，是不是 dv/dt 就变大的啊？ Id 的时间也缩短了，是不是 di/dt也变大了是吧？那么 MOS 管受到的冲击是不是更强了啊？我们说 MOS 管的 GS 是不是电容啊？那么同理 MOS 管 GD DS 其实都有电容。

我们刚才分析了 DS 的 dv 和 dt 会发生变化是吧？那么，D 段的变化会通过 Cgd 影响到 G 端。这个斜率越陡，对他的影响越大。我们把 Cgd 这个电容称为米勒电容。那么，DS 的 dvdt 变化越块，那么通过米勒电容对 G 端的影响就越大。那么在开通过程中，平台区域就会发生振荡干扰。则出现了这样的振荡波形了。

那么因此我们就得出结论，平台区域太长的话，损耗又大 MOS 管也容易坏。平台区域越短，振荡干扰导致 MOS 管的损耗也大，也容易坏，因次我们需要平台区域不大不小。

那么我们来看，到底多少比较合适呢?我们是不是让 di/dt 和 dv/dt 相对比较合适啊？那么我们需要分别从 di/dt 和 dv/dt 的变化来分析这个平台区域的时间长短。那么大家想想看，对于高压 MOS 来说，Vbus 电压是不是很高啊?比如 310V.如果相同的开通时间，则高压 MOSFET 的 dv/dt 很高啊？

我们再来看，低压大电流场合。那么大电流的话，假设我们是 80A 的电流和1A 的电流在相同的时间内关断，是不是大电流的 di/dt 更大啊？那么，我们先来讨论高压开通对应的平台区域对应的时间。一般情况下，我们取 300ns 到 1us之间。那么在不震荡的情况下，尽可能的往小取

我们来看这个图，实际上我们说了 MOS 管的开通不就是 RC 电路吗?C 就是 MOS 管的 GS 电容。那么当 MOS 管的选型定了之后，这个 C 我们就无法改变了是吧？C 指的是 GS 电容。那么，我们要想 Gs 不震荡的话，在高压场合这个栅极电阻是不是要偏大啊？那么在高压场合这个栅极电阻取 100R-330R 之间。这是我们的经验值，推荐给大家。在不震荡的情况下，尽量往 100R 方向靠。

那么在低压场合，相同的时间，dv/dt 是不是小啊?那么我是不是可以适当增加 dv/dt 的值啊？那么 dv 代表的是 Vbus 电压，在低压场合这个值是很小的是吧？那么接下来是不是减小 dt 是吧？那么结合 RC 电路，我们是不是减小 R 的值啊？那么在低压场合，我们栅极电阻可以从 10R-100R 之间。正常情况下推荐 10R-33R 之间。在不震荡的情况下往下取小。那么，在低压场合，我们 Gs 的平台时间可以取到 90ns-330ns 之间。

那么大电流呢，那么是不要改变 di/dt 要小啊？di 实际上是有负载电流决定的，我们无法改变。我们能改变的只能是 dt 了。是不是要增大 dt 啊？而增大 dt 实际上就是栅极电阻加大是吧？就是关断的慢点，对于低压大电流。

N型MOS管