SIC MOS与IGBT短路保护有所不同的原因：
- 由于SIC MOS芯片尺寸较小(散热能力较差，在短路情况下，浪涌电流会产生大量的热量)，SIC MOS的浪涌能力低于IGBT。
- SiC MOSFET 和 IGBT 的输出特性不同，在正常导 通状态期间，IGBT 通常在饱和区域中工作。发生短路时，集电极电流 IC 增加，并从饱和区域急剧转换到有源区域。(导通状态下，Ic增大到接近或达到最大值，此时会退出饱和区，进入有源区，此时Uce会显著升高)集电极电流会自我限制，并不再受 VCE 的影响。此时受Uge的控制。因此，IGBT 电流和功耗的增加会自我限制。
而在正常导通运行期间，SiC MOSFET 在线性区域工作（即非饱和区）。在短路事件期间，SiC MOSFET 会进入饱和区域。与 IGBT 不同，SiC MOSFET 具有更大的线性区域。从线性区域到饱和区域的转换发生在 VDS 明显升高的情况下。漏极电流会随 Vds 的增加而不断增加。器件会在达到转换点之前被损坏。由下面图可看出，MOS的增长曲线是凹函数，而IGBT的增长曲线是凸函数。随着Id的增大，Vds增大的速率大于Vce的
短路保护方式的比较
较目前常用的三种短路保护方案:去饱和检测、分流电阻检测方案和senseFET 电流检测方案。
图 1 展示了去饱和检测电路。
该电路由一个电阻器、一个消隐电容器和一个二极管组成。当器件导通时，电流源为消隐电容器充电并且二极管导通。在正常工作期间，电容器电压被钳位在器件的正向电压。发生短路时，电容器电压会快速充电至阈值电压，从而触发器件关断。电容器充电时间称为消隐时
间，计算公式为：
对于 IGBT，去饱和阈值电压通常设置在转换电压附近，因为之后电流几乎可以受到限制，以便 IGBT 能承受更长的时间。设计 SiC MOSFET 的去饱和电路时
需要更多注意。为 IGBT 设计的消隐时间过长，无法保护 SiC MOSFET。一方面，SiC MOSFET 的转换电压通常非常高，因此无法限制电流。当推荐的短路关断时
间小于 2μs 时，去饱和阈值电压需要设置为较低的值。另一方面，SiC MOSFET 的快速开关速度会在导通转换期间产生噪声。短路检测时间应设计得足够长， 以避免误触发，这使得 SiC MOSFET 的去饱和电路设计颇具挑战性。 退饱和检测相较于分流电阻检测的方法，在电流较大的时候，可能会带来较大功耗的时候会比较有优势。例如，几十A的时候，检测电压1V,那么正常工作时带来的功耗将是几十W。且得并联非常多个采样电阻，才能满足几十W的功耗在电阻上。
图 2 展示了分流电阻检测方案。电源环路中串联了一个小电阻器来检测电流。该方案简单明了，可在任何系统中灵活采用。为了保证信号精度和检测时间，需要使用高精度电阻器和快速 ADC。该方法的缺点在于功率损耗。在大功率系统中，大电流会在分流电阻器上产生较大的功率损耗。在小功率系统中，需要更大的电阻来确保检测信号的准确性，这也会在小功率应用中产生损耗并降低效率
图 3 展示了 senseFET 电流检测方案。senseFET 通常集成在电源模块中，与主器件并联，以减小器件电流。然后使用精确的分流电阻器测量减小后的电流。由于检测到的电流与器件电流同步，因此检测时间很短。由于 senseFET 集成在电源模块中，寄生电感较小，因此产生的噪声较低。尽管此方案有许多优势，但仍需要带有 senseFET 的电源模块，这会增加系统成本。
