反激转换器基于升降压转换器，接下去介绍它的演变过程。下图中的a描述了基本升降压型转换器电路，用一个MOSFET和二极管实现开关。

在图b中，电感绕组由两根导线构成，匝数比为1:1。电感的基础作用未改变，并联绕组可以等效成一个更大的单电感。

在图c中，断开了两个并联绕组的连接。一个绕组用于晶体管 Q1 的导通，另一个绕组用于二极管 D1 的导通。两个绕组流过的总电流与图b中相等，只是电流在两个绕组中的分配情况与图b中不同。磁场情况在图b和图c两种情况下完全相同。虽然双绕组磁性装置使用与变压器相同的符号表示，但更具描述性的名称是“双绕组电感器”。该装置有时也被称为反激变压器。与理想变压器不同，反激变压器中的电流不在两个绕组中同时流通。

图d描述了反激变换器常用的结构。MOSFET的原极与原边的地相连，简化了门机驱动电路。变压器的极性标记相反，来获得正向输出电压。引入1:n的匝数比，这使得转换器更加优化。

用下图所示的变压器代替反激转换器中的反激变压器。

得到如下所示的电路。

磁化电感LM与原始的升降压型转换器中电感L的工作方式相同。当晶体管Q1导通时，直流源Vg的能量存储在磁化电感LM中。当二极管D1导通时，存储的能量c传输给负载，电感电压和电流按1:n的匝数比缩放。

在子区间1内，晶体管Q1导通，转换器电路简化为下图。

电感电压vL，电容电流iC和直流源电流ig为：

假设转换器工作在CCM模式下，由于电感电流纹波和电容电压纹波均较小，磁化电流i和输出电容电压v可以分别近似为其直流量I和V。则上式简化为：

在子区间2内，晶体管关断，二极管导通，得到如下所示等效电路。

原边磁化电感电压vL，电容电流iC和直流源电流ig为：

对于所有子区间，在变压器的同一侧一致地定义vL(t)十分重要。对上式使用小纹波近似，可得：

在CCM模式下运行时，原边磁化电感电压vL(t)，电容电流iC(t)和直流源电流ig(t)波形分别为。

对原边磁化电感使用伏秒平衡原则，可得：

求解传输比可得：

因此，反激变换器的传输比与升降压转换器类似，只是多乘了一个系数n。

对输出电容使用充电平衡原则可得：

求解电流I可得：

这是原边磁化电流的直流分量表达式。直流源电流 ig 的直流分量为：

现在可以构造一个模拟反激变换器波形直流分量的等效电路。由上述原边磁化电感电压vL，电容电流iC和直流源电流ig各自的直流分量表达式可得如下所示等效电路。

通过使用理想变压器代替受控源，可得如下图所示电路。

这是反激变换器的直流等效电路。它包含一个1:D的降压型转换比，接着是一个D’:1的升压型转换比，加上反激变压器匝数比产生的1:n的附加系数。反激变换器也可以在断续导通模式下工作。

反激变换器通常用于50至100W的功率范围，以及用于电视和计算机显示器的高压电源。它的优点是零件数量非常少。可以使用最少数量的部件获得多个输出:每个额外的输出只需要一个额外的绕组、二极管和电容器。然而，与全桥、半桥或双晶体管正激变换器相比，反激变换器具有晶体管电压应力高和交叉稳压差的缺点。晶体管的峰值电压等于直流输入电压Vg加上反射负载电压V/n；在实际操作中，由于与变压器漏感相关的振铃，可以观察到额外的电压。由于反激变压器的功能不同，很难对它们的使用进行严格的比较。反激变压器的磁化电流是单极的，因此不能利用超过一半的铁芯材料B-H回路。磁化电流必须包含一个重要的直流分量。然而，反激变压器的尺寸是相当小的设计意图工作在不连续的传导模式。DCM模式导致晶体管、二极管和滤波电容器的峰值电流增加。连续导通模式设计需要更大的磁化电感LM值，因此需要更大的反激变压器，但功率级元件的峰值电流较低。