数电基础（脉冲波形的变化和发生+multisim）

1.脉冲波形的变化和发生

1.1单稳态电路

1.1.1逻辑门组成的单稳态电路

基本概念

（1）单稳态电路（monostable multivibrator又称one-shot）常用于脉冲的变换，延时和定时

电路的输出有稳态和暂稳态两个不同的工作状态

（2）没有外加触发脉冲作用时，电路处于稳定状态，简称稳态

（3）在外加触发脉冲作用下，电路会由稳态翻转到暂稳态。电路的暂稳态在维持一段时间后，会自动返回到稳态。暂稳态的持续时间取决于电路本身的参数，与触发脉冲无关

电路的组成和工作原理

（1）单稳态电路可由逻辑门和RC电路组成。根据RC的连接不同，单稳态电路可以分为微分形单稳态电路和积分型单稳态电路两种。下图为微分型单稳态电路。图中的R、C按微分电路的方式连接在 $G_1$ 门的输出端和 $G_2$ 门的输入端之间。两个电路采用了不同的逻辑门，需要外加的触发信号不同，输出脉冲也不一样。假定CMOS门的输出高电平 $V_{OH}\approx V_{DD}$ ，输出低电平为 $V_{OL}$ =0V，阈值电压为 $V_{TH}=\frac{V_{DD}}{2}$

（2）没有触发信号时，电路处于稳定状态；在正常情况下， $V_I$ 处于为低电平，由于门 $G_2$ 的输入端经电阻R接 $V_{DD}$ ，即 $V_{I2}$ = $V_{DD}$ ，故 $V_0$ =0;这样，或非门 $G_1$ 的两输入端均为低电平，故 $V_{o1}$ = $V_{DD}$ ，电容C两端的电压接近0V，电路处于稳定状态。在触发信号来之前，电路一直保持这一稳态不变

（2）在输入端加触发信号时，电路由稳态翻转至暂稳态；输入正向触发脉冲时，在 $R_d$ 和 $C_d$ 组成的微分电路的输出端得到很窄的正、负脉冲 $v_d$ 。当 $v_d$ 上升到门 $G_1$ 的阈值电压 $V_{TH}$ 时，电路中产生正反馈。

（3）这一正反馈过程使 $v_{o1}$ 迅速地从高电平跳变为低电平。由于电容C两端的电压不能瞬间突变 $v_{12}$ 也跳变为低电平，这又引起 $v_o$ 跳变为高电平，电路进入暂稳态，即 $V_{o1}\approx 0$ ， $V_{o}\approx V_{DD}$ 。此时，即使 $v_d$ 已经返回到低电平。但由于 $v_o$ 为高电平，或非门 $G_1$ 也会使 $v_{o1}$ 维持低电平。但由于电容C的存在，电路的这种状态是不能长久保持的，所以称之为暂稳态

（4）电路的暂稳态期间电容器C充电，电路自动从暂稳态返回到稳态，在暂稳态期间， $v_{o1} \approx 0$ ，电源 $V_{DD}$ 会经电阻R对电容C充电， $v_{12}$ 按指数升高，一旦 $v_{12}$ 达到门 $G_2$ 的阈值电压 $V_{TH}$ 时，电路又产生下述正反馈过程。假定此时触发脉冲已经消失（即 $v_d$ 已经回到低电平）上述正反馈过程使 $v_{o1}$ 、 $v_{I2}$ 迅速跳变到高电平，输出返回到 $v_o$ =0V的状态。此后，电容通过电阻R和门 $G_2$ 的输入保护电路放电，使电容C上的电压最终恢复到稳定状态时的初始值，电路从暂稳态自动返回到稳态

主要参数计算

（1）输出脉冲宽度：输出脉冲宽度 $t_w$ 就是暂稳态时间。它是RC电路在充电过程中，使 $v_{12}$ （即电容电压 $V_C$ ）从0V上升到 $V_{TH}$ 所需时间。从触发脉冲作用的 $t_1$ 时刻为起点，则输出脉冲宽度为 $t_w=RCIn2$ ，近似于 $t_w=0.7RC$ ，可见 $t_w$ 仅由电路本身的R、C参数值决定，与触发脉冲的宽度和幅度无关

（2）恢复时间 $t_{re}$ ：暂稳态结束后，要使电路完全恢复到稳态状态，还需经过一段恢复时间，以便电容C能够释放掉暂稳态期间所充的电荷。一般认为，恢复时间要经过放电时间常数的3~5倍，RC电路才基本达到稳态

（3）最高工作频率 $f_{max}$ ：设触发信号 $v_1$ 的周期为T，为了使单稳态电路能正常工作，应满足 $T>(t_{w}+t_{re})$ 的条件，因此，单稳态电路的最高工作频率为 $f_{max}=\frac{1}{t_w+t_{re}}$

1.1.2微分型单稳态电路

基本定义

（1）有一个稳态和一个暂稳态。

（2）在外界触发信号作用下，能从稳态→暂稳态，维持一段时间后自动返回稳态。

（3）暂稳态维持的时间长短取决于电路内部参数R、C。

工作原理

（1）初始条件下输入电压 $V_{I}$ 为0V， $V_{d}$ 连接地使得电容 $C_d$ 两端的电压为0，输出到或非门上， $V_{I2}$ 连接 $V_{DD}$ 经过反相器输出到 $V_{0}$ 后为0，经过反馈输入到或非门输出 $V_{DD}$ ，电容C两端的电压为 $V_{DD}$ , $V_{DD}$ 经过反相器输出为0。

（2）给输入信号一个上升沿进入暂稳态阶段，由于电容两端的电压不能突变此时Vd也上升，当Vd的电压大于阈值电压时，此时将会经过或非门使得 $V_{O1}$ 的电压下降，由于电容两端的电压不能突变此时 $v_{I2}$ 的电压也将会下降，此时经过或非门使得输出电压上升最终经过正反馈回到或非门加剧。最终使得输出信号的电压为 $V_{DD}$ ，而触发信号 $V_I$ 回归到低电平。

（3）当处于暂稳态向稳态恢复时，此时 $V_{DD}$ 给 $V_{I2}$ 充电，此时如果 $V_{I2}< V_{TH}$ (反相器的非门)时此时还处于暂稳态阶段，但是一旦 $V_{I2}> V_{TH}$ 时，此时导致 $v_O$ 下降此时将会恢复到稳态。

（4）对应的图

等效电路

1.1.3积分型单稳态电路

基本定义

工作原理

（1）初始稳定状态时输入信号 $V_I$ =0，使得经过反相器G1后得到 $V_{OH}$ 流经电容C， $v_A$ 处的电压信号也为 $V_{OH}$ 使得暑输出信号的电压为 $v_O$ = $V_{OH}$

（2）当输入一个触发信号 $V_I=V_{TH}$ 时，此时输入到CMOS反相器中使得输出电压 $V_{O1}$ 的电压逐渐下降。由于电容的两端的电压无法突变所以 $v_A$ 处的电压保持 $V_{OH}$ 不变，此时和输入的电压信号传输到与非门中使得输出的电压变为 $V_{OL}$

（3）处于暂稳态期间由于电容两端存在电压差使得电容逐渐放电到 $V_{TH}$ ，由于需要输入信号保持高电平此时输出信号仍然为低电平

（4）当 $V_A=V_{TH}$ 时此时的输出电压 $V_{O1}$ 仍然为低电平，输入电压为 $V_{I}$ 高电平。而输出电压由低电平变为高电平

（5）当回到稳态 $V_O=V_{OH}$ 时此时，电容和反相器门存在电压差，此时电容从 $V_{TH}$ 继续放电

（6）回到初始状态下一次循环

积分型单稳态电路的充放电等效电路

1.1.4TTL集成单稳态电路

基本定义

（1）集成单稳态电路可以分为不可重复触发和可重复触发两种。

（2）不可重复触发单稳态电路的逻辑符号和工作波形如下图所示。当触发信号使电路进入暂稳态后电路不再接收新的触发信号，原有的暂稳态过程会持续下去，直到结束为止。即不可重复触发电路只能在稳态接收触发信号

（3）可重复单稳态电路的逻辑符号和工作波形如下图所示。在暂稳态期间，电路能够接收新的触发信号，重新开始暂稳态过程。即电路的暂稳态将从最后一个触发沿到达时刻开始。再延时 $t_w$ 时间后返回到稳态，这样暂稳态的时间就延长了

74121的简介

（1）功能表的前4行说明了电路的稳定状态，Q为低电平， $\bar{Q}$ 为高电平；功能表的后5行给出了电路进入暂态的条件

（2）Z点产生正向触发脉冲，74121由稳态转到暂稳态的条件

（1）若 $\bar{A_1}$ 、 $\bar{A_2}$ 两个输入中有一个或两个为低电平，输入端B出现由0到1的正向跳变时

（2）若B为高点平，输入端 $\bar{A_1}$ 、 $\bar{A_2}$ 中有一个或两个出现由1到0的负向跳变时（不产生跳变的输入端必须保持高电平）

（3）74121输出脉冲的宽度主要取决于所使用的电容 $C_{ext}$ 和电阻 $R_{ext}$ （或 $R_{int}$ ）的实际值。它的输出脉冲宽度为 $t_w=0.7R_{ext}C_{ext}$

（4）定时电容 $C_{ext}$ 连接在芯片的10、11引脚之间，如果采用电解电容时，其正极必须接在 $\frac{R_{ext}}{C_{ext}}$ （11脚上），允许外接电解电容的最大值为1000uF。对于定时电阻可选择外接电阻 $R_{ext}$ 或芯片电阻 $R_{int}$ （2KΩ）。通常 $R_{ext}$ 的取值范围为2~40KΩ

1.2施密特触发器

1.2.1逻辑门组成的施密特触发器

工作特点

（1）电路属于电平触发。当输入信号达到某一电压值，输出电压会发生跳变。但输入信号在增大、减小的过程中，引起输出状态跳变所对应的输入的电压值是不相同的

（2）电路内部采用正反馈来加速电平的转换，可以将边沿变化缓慢的信号变换成边沿陡直的矩形脉冲

逻辑门组成的施密特触发电路

（1）电路组成：由逻辑门构成的施密特触发电路如下图所示。两个CMOS反相器串联，通过电阻 $R_1$ 、 $R_2$ 将输出端的电压反馈到门 $G_1$ 的输入端，从而对电路产生影响

（2）工作原理：设CMOS反相器的阈值电压 $V_{TH}=\frac{V_{DD}}{2}$ ，且电阻 $R_1< R_2$ ，门 $G_1$ 的输入电平 $V_{I1}$ 决定着电路的输出状态则由叠加原理

$V_A=V_I+\frac{R_1}{R_1+R_2}(V_o-V_I)$

（3） $R_1<R_2$ 的原因

（4）设输入信号 $V_I$ 为三角波。当 $V_I$ =0V时，输出 $v_o=V_{OL}=0V$ ，此时 $v_{A}\approx 0V$ ，当 $V_I$ 从0V开始逐渐增加时， $v_A$ 也会开始增加，但只要 $v_A< V_{TH}$ ，电路就会保持 $v_0$ 不变。因为 $R_2$ 引入正反馈，当 $V_I$ 增加到使 $v_A$ 略大于 $V_{TH}$ 时，门 $G_1$ 就会进入到它的电压传输特性转折区（放大区）并在电路中产生一个正反馈.这样电路将会迅速从低电平跳到变为高电平即 $v_o \approx V_{DD}$ 。我们把输入信号上升过程中，使电路的输出发生状态跳变时所对应的输入电压称为正向阈值电压，用 $V_{T+}$ 表示。在电路状态发生跳变之前， $v_o \approx 0V$

$V_{T+}=(1+\frac{R_1}{R_2})V_{TH}$

（4）当 $v_A=V_{TH}$ ，如果 $v_I$ 继续上升，则 $v_A> V_{TH}$ ，输出维持 $v_o\approx V_{DD}$ 不变，当 $v_I$ 经过三角波最高点后开始逐渐减小时， $v_A$ 也会随着下降。当 $v_I$ 减小到使 $v_{A}$ 略小于 $V_{TH}$ 时，门 $G_1$ 再次进入其电压传输特性转折区，这样，使电路的输出迅速地从高电平跳变到低电平即 $v_o \approx 0V$ 。将输入信号下降过程中，使电路的输出发生跳变时所对应的输入电平称为负向阈值电压，用 $V_{T-}$ 表示。在电路状态发生跳变之前， $v_o \approx V_{DD}$ ，则负向阈值电压为

$V_{T-}=(1-\frac{R_1}{R_2})V_{TH}$

（5）定义正向阈值电压 $\triangle V_{T}=V_{T+}-V_{T-}=\frac{R_1}{R_2}V_{DD}$ 。电路的回差电压与 $\frac{R_1}{R_2}$ 成正比，改变 $R_1$ 、 $R_2$ 的比值即可调节回差电压的大小

工作波形及电压传输特性

（1）以 $v_o$ 作为电路的输出端时，其电压传输特性和逻辑符号如下图所示。

（2）根据输入、输出电平之间的对应关系，可以称之为同相输出施密特触发电路。而对 $v_{o1}$ 作为输出端，其电压传输特性如下图所示。称之为反相输出施密特触发电路

1.2.2施密特触发电路的应用

波形变换

（1）施密特触发器常用于波形变换，如将正弦波、三角波等变换成矩形波等

波形的整形与抗干扰

（1）在工程实际中，常遇到信号在传输过程中发生中畸变现象。例如：当传输线上的电容较大时，矩形波在传输过程中，其上升沿和下降沿都会明显的延缓。如图a。

（2）又如传输线较长，且接收端的阻抗与传输线的阻抗不匹配，则在波形的上升沿和下降沿将产生阻尼振荡如图b

（3）对上述的畸变，只要回差电压合适，就可以达到理想的波形

幅度的鉴别

（1）施密特触发器属于电平触发模式，即其输出状态与输入信号 $v_I$ 的幅值有关。利用这一工作特点，可将它作为幅度鉴别电路。例如，在施密特触发电路输入端输入一串幅度不等的脉冲信号，只有幅度大于 $V_{T+}$ 的那些脉冲才会使施密特触发电路翻转， $v_0$ 有脉冲输出；而对幅度小于 $V_{T+}$ 的脉冲，施密特触发电路不翻转， $v_0$ 没有脉冲输出。因此，可以选出幅度大于 $V_{T+}$ 的脉冲，电路的输入、输出波形如下所示

1.3 多谐振荡电路

1.3.1施密特触发电路组成的多谐振荡电路

基本概念

（1）由于施密特触发电路有 $V_{T+}$ 和 $V_{T-}$ 两个不同的阈值电压，如果能使它的输入电压在 $V_+$ 和 $V_-$ 之间变化时反复变化，就可以得到矩形波。将施密特触发电路的输出端经过RC积分电路接回其输入端，利用RC充放电过程改变输入电压，既可以用施密特触发电路构成多谐振荡电路

（2）假设在电源接通瞬间，电容C的初始电压为零，则输出电压 $v_o$ 为高电平。 $v_o$ 通过电阻R对电容器C充电， $v_c$ 会逐渐上升，当 $v_c$ 达到 $V_{T+}$ 时，施密特触发电路翻转， $v_o$ 由高电平跳变为低电平。此后，电容器C又开始放电， $v_c$ 逐渐下降，当 $v_c$ 下降到 $V_{T-}$ 时，电路又发生翻转， $v_o$ 又由低电平跳变为高电平，C又被重新充电。如此周而复始，在电路的输出端，就得到了矩形波

（3）设图采用的是CMOS施密特触发电路CD40106，已知 $V_{OH}\approx V_{DD}$ 、 $V_{OL}\approx 0V$ ，则输出电压 $v_0$ 的周期为 $T=RC(\frac{V_{DD}-V_{T-}}{V_{DD}-V_{T+}}*\frac{V_{T+}}{V_{T-}})$

（4）注意使用带有施密特特性的CMOS反相器的组成振荡电路时，虽然振荡波形较好，但由于 $V_{T+}$ 、 $V_{T-}$ 各自在一定的范围。

1.3.2石英晶体多谐振荡电路

基本概念

（1）多谐振荡电路是一种自激振荡电路，它在接通电源之后，不需要外加输入信号，电路就能自行产生一定的频率和一定幅度的矩形波。由于矩形波含有丰富的谐波分量，所以称为多谐振荡电路。多谐振荡电路在工作过程中没有稳定状态，故又被称为无稳态电路，多谐振荡电路作为时钟脉冲的信号源

石英晶体的简介

（1）石英晶体的范围是10KHz~10MHz， $C_0$ 代表石英晶体不振动时支架静电容量，一般为几到几十皮法；L、C和R代表晶体本身的特性；L相当于晶体的质量（机械的振动惯性），其值很大，一般为几十到几百豪亨；C相当于晶体的等效弹性模数，其值为 $10^{-4}\sim 10^{-1}$ pF；R表示晶片振动时的摩擦损耗，其值为100Ω左右。由于模型中L/C的比值很大，因而品质因数Q高达10000~50000.又由于石英晶体的固有频率仅与石英晶体的结晶方向和外尺寸有关，与电路中的电阻、电容无关。所以，石英晶体振荡电路的频率稳定度极高，其频率稳定度 $\frac{\Delta f_s}{f_s}$ 可达 $10^{-10}\sim 10^{-11}$

（2）由电路模型可知，石英晶体有两个振荡频率。当R、L、C支路发生串联谐振时，该支路呈纯阻性，大小为R，此时的振荡频率为 $f_s$ ；当频率高于 $f_s$ 时，R、L、C支路呈现感性，可与 $C_0$ 发生并联谐振，此时的谐振频率为 $f_p$ 。由于 $C\ll C_0$ 。因此 $f_s$ 与 $f_p$ 之间很接近（相差几十~几百Hz）

串联谐振石英晶体振荡电路

（1）如图所示，石英晶体串联接在由门 $G_1$ 、 $G_2$ 组成的正反馈电路中。当振荡频率等于晶体的串联谐振频率 $f_s$ 时，晶体的阻抗最小，呈现电阻特性，此时正反馈最强，且满足相位条件；而其他频率信号都被石英晶体衰减（由于电抗X较大），所以电路的震荡频率就是 $f_s$

（2）图中,电阻 $R_1$ ， $R_2$ 的作用是使反相器 $G_1$ 、 $G_2$ 在静态(电路没有振荡)时工作在电压传输特性曲线的转折区(放大区)，使每个反相器成为具有很强放大能力的放大电路，有利于电路起振。如采用TTL门电路 $R_1$ 和 $R_2$ ,通常取值为0.5~2 kΩ之间;如采用CMOS门电路,其阻值则在5~ 100 MΩ之间。电容C1、C2为两个反相器之间的耦合电容，它们的大小选择应使其在频率为 $f_s$ 时容抗可以忽略不计，这样可以保证 $G_1$ 和 $G_2$ 形成正反馈

并联谐振石英晶体振荡电路

（1）并联型石英晶体振荡电路的振荡频率选择在 $f_s$ 与 $f_p$ 之间，石英晶体等效电感元件。如下图所示 $R_f$ 为偏置电阻，其取值一般在 $10\sim 100$ MΩ之间，它的作用是设置直流静态点（ $V_B$ = $V_A=V_{TH}=\frac{V_{DD}}{2}$ ）,保证CMOS反相器 $G_1$ 能工作在其电压传输特性的转折区——线性放大状态，即反相器 $G_1$ 与 $R_f$ 组成基本放大电路。图中石英晶体谐振器的工作频率位于串联谐振频率 $f_s$ 和并联谐振频率 $f_p$ 之间，使石英晶体呈现电感特性，以便与电容 $C_1$ 、 $C_2$ 一起组成选频反馈网络，这个网络将B点输出信号的一部分反馈到输入端A，再由 $G_1$ 放大以维持振荡。放大电路和选频网络共同组成电容三点式振荡电路。反相器 $G_2$ 起到整形缓冲作用，因为振荡电路输出信号接近于正弦波，经 $G_2$ 整形后变成矩形波，并且 $G_2$ 还能提高振荡电路的带负载能力

（2）图中CC4060为异步二进制计数器/振荡器。它内部有14个串行级联的T触发器，其输出端 $Q_4 \sim Q_{10}$ 、 $Q_{12}\sim Q_{14}$ 分别对应 $2^4\sim 2^{10}$ 和 $2^{12}\sim 2^{14}$ 分频。另外,在9、10、11这3个引脚上外接电阻、电容和晶振可以构成振荡电路，振荡信号可以从引脚9输出，同时也送到内部计数器进行分频，得到多种不同频率的输出信号。按照图中的电路连接，由晶振电路产生32768 Hz的基准时钟，经214分频后得到2Hz的脉冲信号输出，再经过D触发器构成的二分频器分频后,得到1 Hz的时钟信号输出。

1.4 555定时器及其应用

1.4.1555定时器

基本组成

（1）双极性555定时器的电路结构如图所示，它由3个电阻构成的分压器、电压比较器 $C_1$ 和 $C_2$ 、基本SR锁存器，集电极开路的三极管T以及缓冲器G组成。集成电路8个引脚的名称和编号均标在画线框外边

（2） $\overline{R_D}$ 为直接清零输入端。只要 $\overline{R_D}$ 为低电平，不管其他输入端的状态如何，输出端 $v_o$ 立即变为低电平。正常工作时，必须使 $\overline{R_D}$ 端处于高电平。三极管T的作用是外接的RC电路提供放电通路；由于其集电极开路，所以使用时，第七脚一般接上拉电阻

（3）2号引脚 $TR'$ 低触发端，低于参考电压 $VR_2$ 为有效电平。6号引脚TH高触发端，高于参考电压 $V_{R1}$ 有效，7号引脚DISC经上拉电阻接电源，输出与 $v_o$ 相同

（4）比较器 $C_1$ 和 $C_2$ 的输出控制着基本SR锁存器和放电三极管T的状态。当控制电压端 $v_{IC}$ 悬空时（一般该端到地之间接0.01uF左右的滤波电容），三个5KΩ电阻串联组成的分压器为比较器提供参考电压。比较器 $C_1$ 的参考电路 $\frac{2}{3}V_{CC}$ ，比较器 $C_2$ 的参考电压为 $\frac{1}{3}V_{CC}$ ，比较器的正向大于反向则输出高电压，反向大于同向输出低电压

工作原理

（1）假定控制电压端是电压悬空的，因而比较器 $C_1$ 的参考电路 $\frac{2}{3}V_{CC}$ ，比较器 $C_2$ 的参考电压为 $\frac{1}{3}V_{CC}$ 。如果控制电压端（5脚）外接电压 $v_{IC}$ ，则比较器 $C_1$ 、 $C_2$ 的参考电压就变为 $v_{IC}$ 和 $\frac{V_{IC}}{2}$ 。下面以接悬空分析

（2）当 $V_{I1}<\frac{2}{3}V_{CC}$ ， $V_{I2}>\frac{1}{3}V_{CC}$ 时，比较器 $C_1$ 输出低电平，比较器 $C_2$ 输出高电平，SR锁存器置1， $\overline{Q}$ 输出低电平，三极管T截止，输出端 $v_0$ 为高电平

（3）当 $V_{I1}>\frac{2}{3}V_{CC}$ ， $V_{I2}>\frac{1}{3}V_{CC}$ 时，比较器 $C_1$ 输出高电平，比较器 $C_2$ 输出低电平，SR锁存器置0， $\overline{Q}$ 输出高电平，三极管T导通，输出端 $v_o$ 为低电平

（4）当 $V_{I1}<\frac{2}{3}V_{CC}$ ， $V_{I2}>\frac{1}{3}V_{CC}$ 时，SR锁存器R=0，S=0，锁存器的状态不变，电路保持原来的不变

（5）当 $V_{I1}>\frac{2}{3}V_{CC}$ ， $V_{I2}<\frac{1}{3}V_{CC}$ ，R=S=1，锁存器输出 $Q=\overline{Q}=0$ ,T截止， $v_o$ 为高电平

1.4.2用555定时器组成的施密特触发器

基本组成

（1）将555定时器的阈值输入端和触发输入端连在一起作为信号输入端，便构成了施密特触发电路。将控制电压端接0.01uF有助于稳定比较器的的参考电压

工作原理

（1）如果输入 $v_I$ 为三角波，当 $v_I<\frac{V_{CC}}{3}$ 时，根据555定时器功能表可知，输出 $v_O$ 为高电平；当 $v_I$ 增加到满足 $\frac{V_{CC}}{3}<v_I<\frac{2V_{CC}}{3}$ 时，输出 $v_O$ 维持高电平不变；一旦 $v_I>\frac{2V_{CC}}{3}$ ， $v_O$ 就由高电平跳变为低电平；之后 $v_I$ 再增加， $v_O$ 保持低电平不变

（2）如果 $v_I$ 由大于 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 的电压值逐渐下降，只要 $\frac{V_{CC}}{3}<v_I<\frac{2V_{CC}}{3}$ ， $v_O$ 仍然维持低电平不变；只有当 $v_I<\frac{V_{CC}}{3}$ 时，电平才再次翻转， $v_O$ 由低电平跳变为高电平

（3） $v_I$ 在上升过程中，所对应的正向阈值电压为 $V_{T-}=\frac{2}{3}V_{CC}$

（4） $v_I$ 在下降过程中，所对应的负向阈值电压为 $V_{T-}=\frac{1}{3}V_{CC}$

（5）控制电压端（5脚）加电压 $V_R$ ，则有 $V_{T+}$ = $V_R$ ， $V_{T-}=\frac{V_R}{2}$ ， $\Delta V_T=\frac{V_R}{2}$

1.4.3用555组成的单稳态电路

基本组成（单稳态电路）

（1）点画框内的 $R_2$ 、 $C_2$ 是微分电路，用于产生窄的触发电路；二极管 $D_1$ 用以旁路的正向脉冲，保护输入引脚。假设电路输出信号的脉冲宽度为 $t_w$ ，则要求 $t_w$ 远大于时间常数 $R_2C_2$ ，一般按照下式来选取 $R_2$ 和 $C_2$ 的值

$R_2C_2=t_w/10$

（2）电路无触发脉冲信号（ $v_I$ 无负向脉冲时）， $v_2$ 为高电平，电路正常工作在稳定状态（ $v_0$ =0）。此时，555内部的三极管T导通，电容C通过T放电，使 $v_c$ =0

（3）若在触发输入端加一个负向触发信号（ $v_I<\frac{V_{CC}}{3}$ ）， $v_O$ 就会由低电平跳变到高电平，电路进入暂稳态，三极管T截止。此后 $V_{CC}$ 通过R向电容C充电， $v_c$ 按指数规律上升。当 $v_c$ 上升到略大于 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 时，电路的输出 $v_O$ 就会由高电平翻转为低电平，同时T导通，于是电容C放电，电路返回稳定状态

（4）如果忽略三极管T的饱和压降，则 $v_c$ 从0V上升到 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 的时间，即为输出电压 $v_o$ 的脉冲宽度。由 $v_c$ 的波形可知， $v_c$ （0）=0， $v_c$ （ $\propto$ ）= $V_{CC}$ ， $v_c$ （ $t_w$ ）= $V_{TH}$ = $\frac{2V_{CC}}{3}$ ， $\tau=RC$ ，将这些值代入RC电路过渡过程的计算公式，得到 $v_o$ 的脉冲的宽度为 $t_w=RCIn3=1.1RC$

（5）可见， $t_w$ 只与定时元件R、C的值有关，与输入脉冲和电源电压无关。通常R的取值在1KΩ~3.3MΩ之间，电容的取值为470pF~470uF之间

555定时器组成脉宽调制电路

（1）在单稳态电路的电压控制端输入一个称为调制信号的低频信号（例如，三角波和正弦波），当调制电压升高时，电路的阈值电压升高，输出的脉冲宽度随之增加；而当调制电压降低时，电路的阈值电压也降低，输出的脉冲宽度则随之减小。随着调制电压的变化，在单稳态电路的输出端，就可以得到一串随控制电压变化的脉宽调制波形

（2）脉宽调制电路常用于通信领域。用低频调制信号改变高频信号的脉冲宽度，该高频信号称为载波。被调制的载波可以通过导线或者光缆等介质传输到接收器。接收器恢复出调制信号，用来驱动负载

1.4.4用555组成的多谐振荡电路

占空比不可调的555电路

（1）接通电源时，电容C未充电， $v_c$ =0使 $v_c$ 高电平，555内部的三极管T截止，电源 $v_{cc}$ 通过串联电阻（ $R_1+R_2$ ）给电容C充电.

（2）当 $v_c$ 上升到略大于 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 时，使 $v_0$ 为低电平，同时T导通，此时电容C通过 $R_2$ 和T放电， $v_c$ 下降。当 $v_c$ 下降到略小于 $\frac{V_{CC}}{3}$ 时， $v_0$ 翻转为高电平。电容C放电所需的时间为 $t_{pL}\approx 0.7*R_2C$ 。

（3）当放电结束时，T截止， $V_{CC}$ 将通过 $R_1$ 、 $R_2$ 向电容器C充电， $v_c$ 由 $\frac{V_{CC}}{3}$ 上升到 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 所需的时间为 $t_{pH}\approx 0.7*(R_2+R_1)C$

（3）当 $v_c$ 上升到 $\frac{2V_{CC}}{3}$ 时，电路又翻转为低电平。在电路的输出端就得到了一个周期性的矩形波。电路的稳定工作波形为下图，其振荡频率为 $f=\frac{1}{t_{pL}+t_{PH}}\approx\frac{1.43}{(R_1+2R_2)C}$

（4）图中显示 $t_{pL}\neq t_{pH}$ ，而且占空比固定不变。

占空比可调的555定时器电路

（1）如要实现占空比可调电路，则需要加上其他器件。由于二极管 $D_1$ 、 $D_2$ 的单向导电性，使电容器C的充电、放电回路分开，调节可变电阻，就可以调节多谐振荡电路的占空比。图中 $V_{cc}$ 通过 $R_A$ 、 $D_1$ 向电容C充电、充电时间为 $t_{pH}=0.7*R_AC$