集成运放电路中的晶体管和场效应管，除了作为放大管外，还构成电流源电路，为各级提供合适的静态电流；或作为有源负载取代高阻值的电阻，从而提高放大电路的放大能力。

一、基本电流源电路

1、镜像电流源

图4.2.1所示为镜像电流源电路，它由两只特性完全相同的管子 $T_0$ 和 $T_1$ 构成，由于 $T_0$ 的管压降 $U_{CE0}$ 与其 b - e 间电压 $U_{BE0}$ 相等，从而保证 $T_0$ 工作在放大状态，而不能进入饱和状态，故其集电极电流 $I_{C0}={\beta }_0{I}_{B0}$。图中 $T_0$ 和 $T_1$ 的 b - e 间电压相等，故它们的基极电流 $I_{B0}=I_{B1}=I_B$，而由于电流放大系数 ${\beta }_0={\beta }_1=\beta$，故集电极电流 $I_{C0}=I_{C1}=I_C=\beta I_B$。可见，由于电路的这种特殊接法，使 $I_{C1}$ 和 $I_{C0}$ 呈镜像关系，故称此电路为镜像电流源。$I_{C1}$ 为输出电流。
电阻 $R$ 中的电流为基准电流，其表达式为$$I_R=\frac{V_{CC}-U_{BE}}{R}=I_C+2I_B=I_C+2\cdot \frac{I_C}{\beta }$$所以集电极电流$$I_C=\frac{\beta }{\beta +2}\cdot I_R(\mathrm{4.2.1})$$当 $\beta >>2$ 时，输出电流$$I_{C1}\approx I_R=\frac{V_{CC}-U_{BE}}{R}(\mathrm{4.2.2})$$集成运放中纵向晶体管的 $\beta$ 均在百倍以上，因而式(4.2.2)成立。当 $V_{CC}$ 和 $R$ 的数值一定时，$I_{C1}$ 也就随之确定。
镜像电流源具有一定的温度补偿作用，简述如下：当温度降低时，电流、电压的变化与上述过程相反，因此提高了输出电流 $I_{C1}$ 的稳定性。
上图所示为镜像电流源的动态等效电路，显然可得求输入电阻时，$i_{b1}=i_{b2}=0$，$R_o=r_{ce2}$，而 $r_{ce2}>10^5\Omega$，可知，镜像电流源在动态时等效为一个大电阻。

镜像电流源电路简单，应用广泛。但是，在电源电压 $V_{CC}$ 一定的情况下，若要求 $I_{C1}$ 较大，则根据(4.2.2)，$I_R$ 势必增大，$R$ 的功耗也就增大，这是集成电路中应当避免的；若要求 $I_{C1}$ 很小，则 $I_R$ 势必也小，$R$ 的数值必然很大，这在集成电路中是很难做到的。因此，派生了其它类型的电流源电路。

2、比例电流源

比例电流源改变了镜像电流源中 $I_{C1}\approx I_R$ 的关系，而使 $I_{C1}$ 可以大于 $I_R$ 或小于 $I_R$，与 $I_R$ 成比例关系，从而克服镜像电流源的上述缺点，其电路见图4.2.2所示。从电路可知$$U_{BE0}+I_{E0}{R}_{e0}=U_{BE1}+I_{E1}{R}_{e1}(\mathrm{4.2.3})$$而由二极管的输出特性曲线可知 $U_{BE0}\approx U_{BE1}$，所以有$$I_{E0}{R}_{e0}\approx I_{E1}{R}_{e1}(\mathrm{4.2.4})$$当 $\beta >>2$ 时，$I_{C0}\approx I_{E0}\approx I_R$，$I_{C1}\approx I_{E1}$，所以$$I_{C1}\approx \frac{R_{e0}}{R_{e1}}\cdot I_R(\mathrm{4.2.5})$$可见，只要改变 $R_{e0}$ 和 $R_{e1}$ 的阻值，就可以改变 $I_{C1}$ 和 $I_R$ 的比例关系。式中基准电流$$I_R\approx \frac{V_{CC}-U_{BE0}}{R+R_{e0}}(\mathrm{4.2.6})$$与典型的静态工作点稳定电路一样，$R_{e0}$ 和 $R_{e1}$ 是电流负反馈电阻，因此，与镜像电流源相比，比例电流源的输出电流 $I_{C1}$ 具有更高的温度稳定性。

3、微电流源

集成运放输入级放大管的集电极（发射极）静态电流很小，往往只有几十微安，甚至更小。为了只采用阻值较小的电阻，而又获得较小的输出电流 $I_{C1}$，可以将比例电流源中 $R_{e0}$ 的阻值减小到零，变得到如图4.2.3所示的微电流源。上图的微电流源，当 $\beta >>1$ 时，$T_1$ 管集电极电流$$I_{C1}\approx I_{E1}=\frac{U_{BE0}-U_{BE1}}{R_e}(\mathrm{4.2.7})$$式中 ($U_{BE0}-U_{BE1}$) 只有几十毫伏，甚至更小，因此，只要几千欧的 $R_e$，就可得到几十微安的 $I_{C1}$。
图中 $T_1$ 与 $T_0$ 管的特性完全相同，若忽略基区电阻 $r_{b{b}^{\prime }}$ 上的电压，晶体管发射极电流与 b - e 间电压的关系约为 $I_E\approx I_S{e}^{\frac{U_{BE}}{U_T}}$，则 $U_{BE}\approx U_T\ln \frac{I_E}{I_S}$，所以有$$U_{BE0}-U_{BE1}\approx U_T\ln \frac{I_{E0}}{I_{E1}}$$当 $\beta >>2$时，有 $I_{C0}\approx I_{E0}\approx I_R$，$I_{C1}\approx I_{E1}$，可得$$I_{C1}\approx \frac{U_T}{R_e}\ln \frac{I_R}{I_{C1}}(\mathrm{4.2.8})$$在已知 $R_e$ 的情况下，上式对 $I_{C1}$ 而言是超越方程，可以通过图解法或累试法解出 $I_{C1}$。式中基准电流$$I_R=\frac{V_{CC}-U_{BE0}}{R}(\mathrm{4.2.9})$$实际上，在设计电路时，首先应确定 $I_R$ 和 $I_{C1}$ 的数值，然后求出 $R$ 和 $R_e$ 的数值。例如，在图4.2.3所示电路中，若 $V_{CC}=15\text{V}$，$I_R=1\text{mA}$，$U_{BE0}=0.7\text{V}$，$U_T=26\text{mV}$，$I_{C1}=20\text{μA}$；则根据式（4.2.9）可得 $R=14.3\text{kΩ}$，根据式（4.2.8）可得 $R_e\approx 5.09\text{k}\Omega$。

二、改进型电流源电路

在基本电流源电路中，只有 $\beta$ 足够大时，误差才比较小。在上述电路的分析中均忽略了基极电流对 $I_{C1}$ 的影响。如果在基本电流源中采用横向 PNP 管，则 $\beta$ 只有几倍至几十倍。例如，若镜像电流源中 $\beta =10$，则根据式（4.2.1），$I_{C1}\approx 0.833I_R$，$I_{C1}$ 与 $I_R$ 相差很大。为了减小基极电流的影响，提高输出电流与基准电流的传输精度，稳定输出电流，可对基本电流源电路加以改进。

1、加射极输出器的电流源

在镜像电流源 $T_0$ 管的集电极与基极之间加一只从射极输出的晶体管 $T_2$，便构成图4.2.4所示电路。利用 $T_2$ 管的电流放大作用，减小了基极电流 $I_{B0}$ 和 $I_{B1}$ 对基准电流 $I_R$ 的分流。$T_0$、$T_1$ 和 $T_2$ 特性完全相同，因而 ${\beta }_0={\beta }_1={\beta }_2=\beta$，而由于 $U_{BE1}=U_{BE0}$，$I_{B1}=I_{B0}=I_B$，因此输出电流$$I_{C1}=I_{C0}=I_R-I_{B2}=I_R-\frac{I_{E2}}{1+\beta }=I_R-\frac{2I_B}{1+\beta }=I_R-\frac{2I_{C1}}{(1+\beta )\beta }$$整理后可得$$I_{C1}=\frac{I_R}{1+\frac{2}{(1+\beta )\beta }}\approx I_R(\mathrm{4.2.10})$$若 $\beta =10$，则代入上式可得 $I_{C1}\approx 0.982I_R$。说明即使 $\beta$ 很小，也可以认为 $I_{C1}\approx I_R$，$I_{C1}$ 与 $I_R$ 保持很好的镜像关系。
在实际电路中，有时在 $T_0$ 管和 $T_1$ 管的基极与地之间加电阻 $R_{e2}$（如图中虚线所画），用来增大 $T_2$ 管的工作电流，从而提高 $T_2$ 的 $\beta$。此时，$T_2$ 管发射极电流 $I_{E2}=I_{B0}+I_{B1}+I_{R_{e2}}$。
注： $T_2$ 管的特性并不需要与其他两管完全相同。

2、威尔逊电流源

图4.2.5所示电路为威尔逊电流源，$I_{C2}$ 为输出电流。$T_1$ 管 c - e 串联在 $T_2$ 管的发射极，其作用与典型静态工作点稳定电路中的 $R_e$ 相同，即此时 $R_e$ 被镜像电流源所取代。因为 c - e 间等效电阻非常大，所以可使 $I_{C2}$ 高度稳定。图中 $T_0$、$T_1$ 和 $T_2$ 管特性完全相同，因而 ${\beta }_0={\beta }_1={\beta }_2=\beta$，$I_{C1}=I_{C0}=I_C$。根据各管的电流可知，A 点的电流方程为$$I_{E2}=I_C+2I_B=I_C+\frac{2I_C}{\beta }$$所以$$I_C=\frac{\beta }{\beta +2}\cdot I_{E2}=\frac{\beta }{\beta +2}\cdot \frac{\beta +1}{\beta }{I}_{C2}=\frac{\beta +1}{\beta +2}\cdot I_{C2}$$在 B 点$$I_R=I_{B2}+I_C=\frac{I_{C2}}{\beta }+\frac{\beta +1}{\beta +2}\cdot I_{C2}=\frac{{\beta }^2+2\beta +2}{{\beta }^2+2\beta }\cdot I_{C2}$$整理可$$$I_{C2}=\left(1-\frac{2}{{\beta }^2+2\beta +2}\right)I_R\approx I_R$$当 $\beta =10$ 时，$I_{C2}\approx 0.984I_R$，可见，在 $\beta$ 很小时也可认为 $I_{C2}\approx I_R$，$I_{C2}$ 受基极电流影响很小。

三、多路电流源电路

集成运放是一个多级放大电路，因而需要多路电流源分别给各级提供合适的静态电流。可以利用一个基准电流去获得多个不同的输出电流，以适应各级的需要。
图4.2.6所示电路是在比例电流源基础上得到的多录电流源，$I_R$ 为基准电流，$I_{C1}$、$I_{C2}$ 和 $I_{C3}$ 为三路输出电流。根据 $T_0$ ~ $T_3$ 的接法，可得$$U_{BE0}+I_{E0}{R}_{e0}=U_{BE1}+I_{E1}{R}_{e1}=U_{BE2}+I_{E2}{R}_{e2}=U_{BE3}+I_{E3}{R}_{e3}$$由于各管的 b - e 间电压 $U_{BE}$ 数值大致相等，因此可得近似关系$$I_{E0}{R}_{e0}\approx I_{E1}{R}_{e1}\approx I_{E2}{R}_{e2}\approx I_{E3}{R}_{e3}(\mathrm{4.2.12})$$当 $I_{E0}$ 确定后，各级只要选择合适的电阻，就可以得到所需的电流。
图4.2.7所示电路为多集电极管构成的多路电流源，$T$ 多为横向 PNP 型管。当基极电流一定时，集电极电流之比等于它们的集电区面积之比。设各集电区面积分别为 $S_0$、$S_1$、$S_2$，则$$\frac{I_{C1}}{I_{C0}}=\frac{S_1}{S_0}，\frac{I_{C2}}{I_{C0}}=\frac{S_2}{S_0}(\mathrm{4.2.13})$$由场效应管同样可以组成镜像电流源、比例电流源等。在实际电路中，常见图4.2.8所示的多路电流源。$T_0$ ~ $T_3$ 均为 N 沟道增强型 MOS 管，它们的开启电压 $U_{GS(th)}$ 等参数相等，在 $U_{GS0}=U_{GS1}=U_{GS2}=U_{GS3}$ 时，它们的漏极电流 $I_D$ 正比于沟道的宽长比。设宽长比 $W/L=S$，且 $T_0$ ~ $T_3$ 的宽长比分别为 $S_0$、$S_1$、$S_2$，则$$\frac{I_{D1}}{I_{D0}}=\frac{S_1}{S_0}，\frac{I_{D2}}{I_{D0}}=\frac{S_2}{S_0}，\frac{I_{D3}}{I_{D0}}=\frac{S_3}{S_0}(\mathrm{4.2.14})$$可以通过改变场效应管的几何尺寸来获得各种数值的电流。
为了获得更加稳定的输出电流，多路电流源中可以采用带有射极输出器的电流源和威尔逊电流源等形式。

【例4.2.1】图4.2.9所示电路是型号为 F007 的通用型集成运放的电流源部分。其中 $T_{10}$ 与 $T_{11}$ 为纵向管；$T_{12}$ 与 $T_{13}$ 是横向 PNP 型管，它们的 $\beta$ 均为 5；所有管子的 b - e 间电压值均约为 $0.7\text{V}$。试求出各管的集电极电流。解： 图中 $R_5$ 上的电流是基准电流，根据 $R_5$ 所在回路可以求出$$I_R=\frac{2V_{CC}-U_{BE12}-U_{BE11}}{R_5}\approx 0.73\text{mA}$$$T_{10}$ 与 $T_{11}$ 构成微电流源，则$$I_{C1}\approx \frac{U_T}{R_4}\ln \frac{I_R}{I_{C10}}$$利用累试法或图解法求出 $I_{C10}\approx 28\text{μA}$。
$T_{12}$ 与 $T_{13}$ 构成镜像电流源，则$$I_{C13}=I_{C12}\approx \frac{\beta }{\beta +2}\cdot I_R\approx 0.52\text{mA}$$在电流源电路的分析中，首先应求出基准电流 $I_R$，$I_R$ 常常是集成运放电路中唯一一个通过列回路方程直接估算出的电流；然后利用与 $I_R$ 的关系，分别求出各路输出电流。

四、以电流源为有源负载的放大电路

在共射（共源）放大电路中，为了提高电压放大倍数的数值，行之有效的方法是增大集电极电阻 $R_c$ （或漏极电阻 $R_d$）。然而，为了维持晶体管（场效应管）的静态电流不变，在增大 $R_c$ （ $R_d$ ）的同时必须提高电源电压。当电源电压增大到一定程度时，电路的设计就变得不合理了。在集成运放中，常用电流源电路取代 $R_c$（或 $R_d$），这样在电源电压不变的情况下，既可获得合适的静态电流，对于交流信号，又可得到很大的等效的 $R_c$（或 $R_d$）。由于晶体管和场效应管是有源元件，而上述电路中又以它们作为负载，故称之为有源负载。

1、有源负载共射放大电路

图4.2.10(a)所示为有源负载共射放大电路。$T_1$ 为放大管，$T_2$ 与 $T_3$ 构成镜像电流源，$T_2$ 是 $T_1$ 的有源负载。设 $T_2$ 与 $T_3$ 管特性完全相同，因而 ${\beta }_2={\beta }_3=\beta$，$I_{C2}=I_{C3}$。基准电流$$I_R=\frac{V_{CC}-U_{BE3}}{R}$$根据式（4.2.1），空载时 $T_1$ 管的静态集电极电流$$I_{CQ1}=I_{C2}=\frac{\beta }{\beta +2}\cdot I_R$$可见，电路中并不需要很高的电源电压，只要 $V_{CC}$ 与 $R$ 相配合，就可设置合适的集电极电流 $I_{CQ1}$。
应当指出，输入端的 $u_I$ 中应含有直流分量，为 $T_1$ 提供静态基极电流 $I_{BQ1}$，$I_{BQ1}$ 应等于 $I_{CQ1}/{\beta }_1$，而不应与镜像电流源提供的 $I_{C2}$ 产生冲突。应当注意，当电路带上负载电阻 $R_L$ 后，由于 $R_L$ 对 $I_{C2}$ 的分流作用，$I_{CQ1}$ 将有所变化。
若负载电阻 $R_L$ 很大，则 $T_1$ 管和 $T_2$ 管在 $h$ 参数等效电路中的 $1/h_{22}$ 就不能忽略不计，即应考虑 c - e 间动态电阻中的电流，因此图(a)所示电路的交流等效电路如图(b)所示。这样，电路的电压放大倍数$${\dot{A}}_u=-\frac{{\beta }_1(r_{ce1}//r_{ce2}//R_L)}{R_b+r_{be1}}(\mathrm{4.2.15})$$若 $R_L<<(r_{ce1}//r_{ce2})$，则$${\dot{A}}_u=-\frac{{\beta }_1{R}_L}{R_b+r_{be1}}(\mathrm{4.2.16})$$说明 $T_1$ 管集电极的动态电流 ${\beta }_1{\dot{I}}_b$ 全部流向负载 $R_L$，有源负载使 $|{\dot{A}}_u|$ 大大提高。

2、有源负载差分放大电路

利用镜像电流源可以使单端输出差分放大电路的差模放大倍数提高到接近双端输出时的情况，常见的电路形式如图4.2.11所示。图中 $T_1$ 与 $T_2$ 为放大管，$T_3$ 与 $T_4$ 组成镜像电流源作为有源负载，$i_{C3}=i_{C4}$。
静态时，$T_1$ 管和 $T_2$ 管的发射极电流 $I_{E1}=I_{E2}=I/2$，$I_{C1}=I_{C2}\approx I/2$。若 ${\beta }_3>>2$，则 $I_{C3}\approx I_{C1}$；而因 $I_{C4}=I_{C3}$，所以 $I_{C4}\approx I_{C1}$，$i_O=I_{C4}-I_{C2}\approx 0$。
当差模信号 $\Delta u_I$ 输入时，根据差分放大电路的特点，动态集电极电流 $\Delta i_{C1}=-\Delta i_{C2}$，而 $\Delta i_{C3}\approx \Delta i_{C1}$；由于 $i_{c3}$ 和 $i_{c4}$ 的镜像关系，$\Delta i_{C3}=\Delta i_{C4}$；所以，$\Delta i_O=\Delta i_{C4}-\Delta i_{C2}\approx \Delta i_{C1}-(-\Delta i_{C1})=2\Delta i_{C1}$。由此可见，输出电流约为单端输出时的两倍，因而电压放大倍数接近双端输出时的情况。这时输出电流与输入电压之比$$A_{iu}=\frac{\Delta i_O}{\Delta u_I}\approx \frac{2\Delta i_{C1}}{2\Delta i_{B1}{r}_{be}}=\frac{\beta }{r_{be}}$$当电路带负载电阻 $R_L$ 时，其电压放大倍数的分析与4.2.10所示电路相同，若 $R_L$ 与 $(r_{ce2}//r_{ce4})$ 可以相比，则$$A_u=\frac{\Delta u_O}{\Delta u_I}=\frac{\Delta i_O}{\Delta u_I}\cdot (r_{ce2}//r_{ce4}//R_L)\approx \frac{{\beta }_1(r_{ce2}//r_{ce4}//R_L)}{r_{be1}}(\mathrm{4.2.17})$$若 $R_L<<(r_{ce2}//r_{ce4})$，则$$A_u\approx \frac{{\beta }_1{R}_L}{r_{be1}}(\mathrm{4.2.18})$$说明利用镜像电流源作有源负载，不但可将 $T_1$ 管的集电极电流变化转换为输出电流，而且还将所有变化电流流向负载 $R_L$。
当输入共模信号时，则有 $\Delta i_{C1}=\Delta i_{C2}$，根据上述分析可得，$\Delta i_{C4}\approx \Delta i_{C1}$，所以，$\Delta i_O=\Delta i_{C4}-\Delta i_{C2}\approx \Delta i_{C1}-\Delta i_{C1}=0$，可见，此时也提高了共模信号的抑制能力。
若将图4.2.10(a)和图4.2.11中的晶体管用合适的场效应管取代，则构成有源负载共源放大电路和差分放大电路，也具有上述晶体管电路的特点。